JPH02302798A - 楽音波形発生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電子楽器における楽音波形発生装置に係り、
更に詳しくは周波数変調を行って様々な倍音特性を有す
る楽音波形を発生する楽音波形発生装置に関する。

〔従来の技術〕

デジタル信号処理技術の進歩により、当該デジタル処理
を用いた電子楽器の第１の従来例として、単純な特性の
楽音波形を発生するのみならず、自然楽器の楽音・人間
又は自然界の音声等（以下、まとめて自然音と呼ぶ）を
直接サンプリングして記憶し、任意の音高で再生が可能
なＰＣＭ方式の電子楽器が実現されている。

一方、様々な種類の複雑な特性の楽音波形をデジタル的
に発生可能な電子楽器の第２の従来例として、特公昭５
４−３３５２５号公報又は特開昭５０−１２６４０６号
公報等に記載のＦＭ方式に基づく電子楽器が・　ある。

この方式は基本的には、 ｅ　＝Ａ　−ｓｉｎ　（ωｃｔ＋Ｉ（ｔ）　ｓｉｎ　ω
、ｔ）・・・（Ａ） なる演算式により得られる波形出力ｅを楽音波形とする
ものであり、搬送波周波数ω、とそれを変調するための
変調波周波数ω、を適当な比で選択し、時間的に変化し
得る変調指数Ｉ　（ｔ）を設定し、また、同様に時間的
に変化し得る振幅係数Ａを設定することにより、複雑な
倍音特性を有し、かつ時間的にその倍音特性が変化し得
る非常に個性的な合成音等を得ることができる。

また、ＦＭ方式を改良した第３の従来例として、特公昭
６１−１２２７９号公報に記載の電子楽器がある。

この方式は、前記（Ａ）式のｓｉｎ演算の代わりに三角
波演算を用い、 ｅ＝Ａ−Ｔ　（α＋Ｉ（ｔ）　Ｔ　（θ）ｌ・−−（Ｂ
）なる演算式により得られる波形出力ｅを楽音波形とす
るものである。ここで、Ｔ（θ）は、尿送波位相角θに
よって生成される三角波関数である。

そして、搬送波位相角αと変調波位相角θを適当な進行
速度比で進め、また、前記第１の従来例と同様に変調指
数Ｉ（ｔ）と振幅係数Ａを設定することにより、楽音波
形を合成できる。

（発明が解決しようとする課題〕 上記のような従来技術を背景として、近年では電子楽器
に対して、電子楽器特有の非常に個性的な楽音から自然
音までダイナミックに発音させることのできる性能が求
められている。

しかし、第１の従来例であるＰＣＭ方式の電子楽器は、
自然音そのものを発音させることは非常に得意であるが
、その自然音を加工して個性的な音色を出そうとした場
合の処理が不得意である。

すなわち、例えば原音から正弦波等に連続的に変化させ
たいような場合、デジタルフィルタ又はアナログフィル
タ等で原音の倍音成分を削る等して正弦波を得るように
しているが、デジタルフィルタではその回路規模が比較
的大きくなってしまい、また、エンベロープ等の時間関
数でその特性を変化させようとした場合、自然音のデー
タに更に加えてフィルタの特性に対応したフィルタ係数
を記憶する必要がある。一方、アナログフィルタでは、
所望の特性が得にく（、また、複数の楽音を並列して発
音させるための時分割動作を行わせることができないと
いう問題点を有している。

更に、上記とは逆に、原音から更に複雑な倍音構成の楽
音に連続的に変化させたいような場合、上記フィルタで
原音の倍音構成を削る等の方式では、新たな倍音成分を
生成することは不可能であるという問題点を有している
。

また、一般にアコースティックピアノ等では、例えば低
音域の鍵を押鍵した場合と高音域で押鍵した場合、また
、弱く押鍵した場合と強く押鍵した場合等で、かなり音
色が異なる。このような音色の違いをＰＣＭ方式で実現
しようとした場合、各音色毎のデータをいちいち記憶し
なければならず、非常にコストが高くなってしまうとい
う問題点を有している。そして、上述のように楽音特性
の加工が困難であるため、例えば高音域と低音域の間で
連続的に特性が変化するような楽音の生成は更に困難で
あるという問題点を有している。

一方、例えば、ピアノ等の実際の楽器の楽音には、ピッ
チ周波数に基づく基本波成分の他に、その整数倍の複数
の周波数の倍音成分が含まれ、かなり高次の倍音成分ま
で存在する。更には、非整数倍の倍音成分が含まれるこ
ともある。また、楽器の種類によって、各高次倍音の含
まれる割合等も異なり、楽器によって様々な倍音特性が
存在する。このように各楽器固有の倍音成分の存在によ
って豊かな音質の楽音が生成されている。しかし、前記
第２又は第３の従来方式であるＦＭ方式に基づく電子楽
器は、発音される楽音の倍音構成を操作するのは非常に
得意であるが、出力として上記のような各楽器特有の所
望の楽音を得たい場合、そのパラメータを最適に設定す
るのが困難である。

すなわち、前記第２の従来例では、正弦波による変調を
基本としているため、前記（Ａ）式で生成される楽音は
、その周波数成分が低次の（周波数の低い）倍音成分に
集中し、変調指数ｒ（ｔ）を大きな値にし変調を深くか
けても高次の（周波数の高い）倍音成分がうまく現れな
い。従って、上記第２の従来例では、実際の楽音のよう
な豊かな音質の楽音を生成することができず、生成可能
な楽音の音質が制限されてしまうという問題点を有して
いる。

これに対して、前記（Ｂ）式に基づく第３の従来例では
、元々多くの倍音を含む三角波による変調を基本として
いるため、周波数成分として一応高次の倍音成分まで明
確に存在する楽音を容易に生成することが可能であるが
、出力として所望の楽音を得たい場合、それに対応して
前記（Ｂ）式における搬送波位相角αと変調波位相角θ
の進行速度比、変調指数ｉ　（ｔ）及び振幅係数Ａ等を
最適に決定するのは困難である。これに加え第３の従来
例は、三角波で三角波を駆動する方式のため、例えば楽
音が発音開始してから徐々に減衰してゆく過程で、高次
の倍音成分から順にその振幅が減少してゆき、最終的に
ピッチ周波数に対応する単一正弦波成分のみになるよう
な過程を実現することができないという問題点を有して
いる。

更に、得ようとする楽音波形が発音開始後、時間の経過
と共に変化するような波形の場合、第２、第３の従来例
ともに、時間経過に従って所望の波形を得るよう各パラ
メータを設定するのは更に困難である。

本発明の課題は、小さな回路規模で連続的に特性が変化
する複数の自然音を忠実に発音させることが可能で、か
つ、その倍音成分を容易かつ連続的に制御でき、単−正
弦波等の楽音も容易に合成できるようにすることにある
。

〔課題を解決するための手段］ 本発明の第１の態様として以下のような構成を有する。

まず、搬送信号を発生する搬送信号発生手段を有する。

同手段は、例えば位相角が１周期の間で時間経過に対し
順次線形に増加する動作を繰り返す搬送波位相角信号を
入力とし、それを一定の関数に従って変換して搬送信号
として出力する手段であり、搬送波位相角信号をアドレ
ス入力とするＲＯＭ等によって構成される。なお、出力
される搬送信号の特性については後述する。

次に、複数の変調信号を選択的に発生する変調信号発生
手段を有する。同手段は、例えば前記搬送波位相角信号
を入力とし、それを一定の関数に従って変換して変調信
号として出力する手段であり、搬送波位相角信号を下位
アドレス入力とするＲＯＭ等によって構成され、また、
上記関数を複数記憶し、所定の選択信号を上位アドレス
入力とすることにより、複数の変調信号を選択的に出力
する。この場合、例えば鍵盤楽器に適用するとすれば、
押鍵した鍵の鍵域情報又は押鍵の速さ情報等の演奏情報
に対応する変調信号を前記複数の中から選択的に発生す
る。なお、出力される各変調信号の特性については後述
する。

また、上記選択的に発生される各変調信号を搬送信号発
生手段から発生される搬送信号に混合する場合の各変調
信号の搬送信号に対する混合率を０から任意の混合率ま
での間で制御し、搬送信号と各変調信号とが当該混合率
で混合された混合信号を出力する混合制御手段を有する
。同手段は、例えば変調信号発生手段から選択的に出力
される各変調信号に対して、例えば値が０から１の間で
変化し得る変調指数を乗算する乗算器と、該乗算器の出
力信号と搬送信号発生手段から発生される搬送信号を加
算し、混合信号として出力する加算器である。なお、上
記混合率は、楽音波形の発音開始以後時間的に変化し得
る。すなわち例えば上記乗算器で乗算される変調指数は
、楽音波形の発音開始以後経過する各時間毎に乗算器で
乗算されるように制御できる。

更に、入力と出力が所定の関数関係を有し混合制御手段
から出力される混合信号を入力として変調された楽音波
形を出力する波形出力手段を有する。同手段は、例えば
混合信号を上記所定の関数関係に従って変換して楽音波
形として出力するデコーダである。又は、混合信号をア
ドレス入力とするＲＯＭ等である。

上記構成と共に、前記所定の関数関係と前記搬送信号は
、混合制御手段で各変調信号の混合率が０になるように
制御された場合に、波形出力゛手段から発生される楽音
波形が正弦波又は余弦波となるような関係を有する。

また、搬送信号発生手段及び変調信号発生手段は、選択
的に発生される各変調信号の混合制御手段での混合率が
各々所定の混合率例えば各々１になるように制御された
場合に、波形出力手段から該各変調信号に対応する各々
所望の各楽音波形が出力されるような搬送信号及び変調
信号を発生する。

吹に、本発明の第２の態様として以下のような構成を有
する。

まず、第１の態様と同様の搬送信号発生手段を有する。

次に、複数の変調信号を発生する変調信号発生手段を有
する。同手段は、例えば複数の変調信号を並列して発生
する手段である。

続いて、該複数の変調信号を各々任意のυｊ合で混合し
、合成変調信号を出力する合成変調信号出力手段を有す
る。上記各所定の割合は、例えば前述した鍵域情報又は
押鍵の速さ情報等の演奏情報に対応して制御される。

更に、該合成変調信号を搬送信号に混合して混合信号を
出力する第１の態様と同様の混合制御手段を有する。

また、波形出力手段は第１の態様と同様である。

そして、前記所定の関数関係と前記搬送信号は、第１の
態様と同様の関係を有する。

一方、搬送信号発生手段及び変調信号発生手段は、合成
変調信号生成手段で変調信号の各々がそのまま合成変調
信号として出力され、混合制御手段で該各合成変調信号
の混合率が各々所定の混合率例えば各々１になるように
制御された場合に、波形出力手段から各変調信号に対応
する各々所望の楽音波形が出力されるような搬送信号及
び各変調信号を発生する。

〔作　　　用〕

本発明の第１の態様の作用は以下の通りである。

波形出力手段から出力される楽音波形は、基本的には搬
送信号発生手段から出力される搬送信号を所定の関数関
係に従って変換した特性を有し、更に、混合制御手段に
おいて上記搬送信号に選択的に出力された変調信号が混
合されることにより、該変調信号で変調された特性が付
加される。

この場合、波形出力手段における前記所定の関数関係と
搬送信号発生手段からの搬送信号との関係を、混合制御
手段で各変調信号の混合率がＯになるよう制御された場
合に、波形出力手段から発生される楽音波形が正弦波又
は余弦波となるような関係に設定する。これにより、混
合制御手段で予め変調信号の混合率を０に設定しておけ
ば、正弦波又は余弦波のみからなる楽音波形を発生させ
ることが可能である。

更に、搬送信号発生手段及び変調信号発生手段は、選択
的に発生される変調信号の混合制御手段での混合率が例
えば各々１になるように制御された場合に、波形出力手
段から該各変調信号に対応する各々所望の各楽音波形が
得られるような搬送信号及び変調信号を発生する。これ
により、混合制御手段で予め各変調信号の混合率を例え
ば各々１に設定しておけば、発音開始以後、時間経過と
共に特性が連続的に変化するような自然楽器の楽音等の
所望の楽音波形を得ることが可能である。

そして、例えば演奏情報に従って異なる変調信号が出力
されるように制御し、各変調信号に対応して例えば鍵域
毎又は押鍵速度毎の自然楽器の各楽音波形が得られるよ
うに設定しておけば、演奏情報に応じて様々な特性の楽
音を出力させることができる。

また、演奏中において、楽音の発音開始直後は例えば混
合率を１に設定し、それ以後の時間経過と共に混合率を
Ｏに近づけることで、所望の楽音波形の状態から単−正
弦波成分又は単一余弦波成分のみを含む状態になるよう
に、徐々に楽音波形の周波数特性を制御することができ
る。又は、混合率を連続的に例えば１以上になるように
変化させることにより、所望の楽音波形の状態から更に
複雑な倍音構成を有する個性的な楽音が発音されるよう
に制御することができる。

本発明の第２の態様の作用は以下の通りである。

第２の態様では、変調信号発生手段から発生される複数
の各変調信号に対応して、例えば鍵域毎又は押鍵速度毎
の自然楽器の各楽音波形が得られるように設定しておく
。

そして−、合成変調信号出力手段は、例えば演奏情報に
応じて上記変調信号の混合割合を制御しながら合成変調
信号を出力する。そして、このようにして出力された合
成変調信号を用いて、第１の態様の場合と同様、混合制
御手段及び波形出力手段を介して楽音波形を出力する。

従って、変調信号発生手段が、例えば高音域及び低音域
の自然楽器の各楽音波形に対応する２つの変調信号を出
力するようにし、演奏情報として例えば高音域側の鍵が
押鍵されたという情報が得られたら高音域の変調信号の
割合を多くし、低音域側の鍵が押鍵されたという情報が
得られたら低音域の変調信号の割合を多くし、中音域の
鍵が押鍵されたという情報が得られたら高音域と低音域
の変調信号を各々半々ずつの割合にする。これにより、
鍵域によって特性が連続的に変化するような自然楽器の
特性に非常に近い楽音波形を得ることができる。その他
、押鍵速度等によっても制御することができる。

もちろん、これと共に混合制御手段での合成変調信号の
混合割合を第１の態様の場合と同様に変化させれば、多
彩な特性の楽音波形を得られる。

（実　　施　　例〕 以下、図面を参照しながら本発明の詳細な説明する。

゛　ノ　　　オ　１の１　　　　　の　　１の、　　晋
゛■第１図は、本発明による楽音波形発生装置の１実施
例の第１の原理構成図である。

まず、波形データＲＯＭ　１からは、その下位アドレス
入力に入力する時間的に増加するアドレスデータＡｄｄ
　（ｔ）に従って、周期データＦ（ｔ）、位相差データ
Ｍ（ｔ）及び各波形区間毎（後述する）に一定な値の正
規化係数Ｋ（区間）が互いに同期して読み出される。こ
の場合、波形データＲＯＭ　１には上記データの組が複
数組記憶されており、上位アドレス入力に入力する波形
選択用アドレスデータＷｓによって、複数のデータ組の
うちから１組が選択される。位相差データＭ（ｔ）　［
ｒａｄ　）は、乗算器４で変調指数Ｉと乗算された後に
、加算器３で周期データＦ（ｔ）　（ｒａｄ　）と加算
され、ｓｉｎ波（正弦波）を変調するための位相角デー
タＦ（ｔ）＋１−　Ｍ（ｔ）が得られる。同データは、
ｓｉｎ波データを記憶しているＲＯＭメモリであるｓｉ
ｎ　ＲＯＭ　２からｓｉｎ波を変調して読み出すための
アドレス信号として、同ＲＯＭに入力する。ｓｉｎ　Ｒ
ＯＭ　２から読み出された変調出力Ｄ（ｔ）は、乗算器
５において前記波形データＲＯＭ　１から各波形区間毎
に読み出される正規化係数Ｋ（区間）と乗算された後、
波形出力ｏｕ’ｒ　（ｔ）として出力される。ここで、
ｓｉｎ　ＲＯＭ　２に記憶れているｓｉｎ波の振幅の絶
対値の最大値は１になるように正規化されている。

上記原理樽成に基づく第１図の楽音波形発生装置の動作
につき、以下に説明する。

まず、自然楽器等の楽音波形の原波形ＯＲＧ　（ｔ）を
、第２図（ａ）のように例えば基本波の各周期区間（ピ
ッチ周期）毎に波形区間Ａ−Ｄに分割する。

そして、各波形区間内で、０　（ｒａｄ　）以上２π（
ｒａｄ　）未満の間で第２図ら）のように時間りの経過
と共に順次線形に増加する位相角データを、第１図の波
形データＲＯＭ　１から読み出される周期データＦ（ｔ
）　（ｒａｄ　）とする。今、第１図の変調指数ＩをＯ
とし、上記周期データＦ（ｔ）そのものにより、ｓｉｎ
　ＲＯＭ　２に記憶されているｓｉｎ波を、その位相角
を線形に指定して読み出して出力５ｉｎ（Ｆ（ｔ））を
得た場合、第２図（Ｃ）のように各波形区間Ａ−Ｄ毎に
０〜２π（ｒａｄ　）の位相角に対応する１周期ずつの
ｓｉｎ波が無変調で読み出される。なお、各波形区間Ａ
−Ｄは、正確にピッチ周期に対応する必要はなく、特に
打楽器音のように周期性の弱い楽音では、例えば適当な
ゼロクロス点（振幅が０の時点）からゼロクロス点まで
を１波形区間としてよい。

次に、第１図の波形データＲＯＭ　１から読み出される
位相差データＭ（ｔ）は、乗算器４で乗算される変調指
数Ｉの値を１として加算器３から出力される第３図℃）
に示される位相角データＦ（ｔ）＋Ｍ（ｔ）を用いて、
ｓｉ口ＲＯＭ　２に記憶されている１周期分のｓｉｎ波
を変調して読み出した場合に、第３図（ａ）に示すよう
に波形出力ＯＵＴ　（Ｌ）として振幅の絶対値の最大値
が１に正規化された１波形区間分の原波形ＯＲＧ　（ｔ
）が読み出されるようなデータであり、第３図（Ｃ）に
示される。

また、第１図の波形データＲＯＭ　１から読み出される
各波形区間毎の正規化係数Ｋ（区間）は、前記したよう
に第１図のｓｉｎ　ＲＯＭ　２に記憶されているｓｉｎ
波の振幅の絶対値の最大値が１に正規化されているため
、波形区間毎に最終的な原波形０ＲＧ（ｔ）の振幅に戻
すための係数である。

以上の関係より、 ０ＵＴ（ｔ）　＝Ｋ（区間）・５ｉｎ（Ｆ（ｔ）＋Ｉ−
Ｍ（ｔ））　　・（１）ｏＲｃ（ｔ）　＝Ｋ（区間）　
・５ｉｎ（Ｆ（ｔ）＋Ｍ（ｔ））　　　・・（２）の関
係があることがわかる。これらの関係かられかるように
、各波形区間毎に、変調指数Ｉの値を１としたときに波
形出力０ＵＴ（ｔ）として所望の原波形ＯＲＧ　（ｔ）
を得たい場合には、その波形区間の原波形０ＲＧ（ｔ）
に対応する周期データＦ（ｔ）、位相差データＭ（ｔ）
及び正規化係数Ｋ（区間）を求める必要がある。その求
め方を第２図の原波形０ＲＧ（ｔ）の波形区間Ａの場合
を例にとって説明する。

まず、周期データＦ（ｔ）の導出法については、第２図
Φ）で既に説明した。

次に、第２図（ａ）の波形区間Ａで、原波形ＯＲＧ　（
ｔ）の振幅の絶対値の最大値を正規化係数に（区間Ａ）
とする。そして、同区間の原波形０ＲＧ（ｔ）の各振幅
値を上記正規化係数Ｋ（区間）で除算することにより、
第３図（ａ）のように振幅が±１以内になるように正規
化する。なお、第３図（ａ）では、正負の絶対値の最大
値が共に１となっているが、どちらか一方のみ最大値が
１となり他方は１以下となってもかまわない。

次に、このようにして得られる正規化された原波形０Ｒ
Ｇ（Ｌ）を用いて、以下の■〜■の処理によって位相差
データＭＱ）を求める（なお、第４図を参照）。

■まず、正規化された原波形０ＲＧ（ｔ）の波形区間Ａ
内の任意の時間りにつき、その時間ＬＸに対応する正規
化された原波形０ＲＧ（ｔ）の振幅Ａ、を求める（第４
図（ａ））。

■振幅の絶対値の最大値が１であるｓｉｎ波上で、上記
■で求まった振幅Ａ、と等しい位置の位相角ｐ、を求め
る（第４図（ｂ））この場合、原波形０ＲＧ（ｔ）内の
時間ＬＸの位置と、ｓｉｎ波内の位相角ｐ、の位置は、
概略同じ関係になるように求める。すなわち、例えば時
間１．が波形区間Ａの先頭から１／４程度以内の位置に
あれば、位相角も先頭から１／４程度以内のＯ〜π／２
付近で決定するようにする。

■上記■で求まる位相角ＰＸと、予め求めである波形区
間への周期データＦ（ｔ）を用いて、Ｐｘ　−Ｆ（ｔ、
） として時間ＬＸに対応する位相差データＭ（Ｌ、）を求
める（第４図（Ｃ））。

■時間ｔ８を波形区間Ａ内の全域で変化させて上記■〜
■の処理を繰り返し、波形区間Ａの各時間ｔに対応する
位相差データＭ（ｔ）を求める。

以上■〜■の処理を第２図（ａ）の原波形ＯＲＧ　（ｔ
）の各波形区間Ａ−Ｄ毎に繰り返し、各波形区間毎に求
まる周期データＦ（ｔ）、位相差データＭ（ｔ）及び正
規化係数Ｋ（区間）を第１図の波形データＲＯＭ　１に
格納する。

上記各データと共に、第１図の乗算器４で乗算される変
調指数■の値を１として、前記変調動作を行うことによ
り、第１図の波形出力０ＬＩＴ（ｔ）として第２図（ａ
）の原波形０ＲＧ（ｔ）を得ることができる。

次に、第１図において、乗算器４で乗算される変調指数
■の値を変化させることにより、様々に変調された波形
出力０ＵＴ（ｔ）を得ることができる。

まず、変調指数１＝０とすれば、第２図（Ｃ）に既に示
したように各波形区間内で無変調のｓｉｎ波を得ること
ができる。

また、変調指数■の値を１．０．１．５．２．０と変化
させることにより、第１図のｓｉｎ　ＲＯＭ　２からの
変調出力０（１）として、第５図（ａ）、（ｂ）、（Ｃ
）のように順次深く変調された波形を得ることができる
。

以上のようにして、変調指数Ｉの値を変化させることに
より、原波形を中心としてｓｉｎ波から深く変調された
波形まで様々な変調波形を得られる。

また、変調指数１を発音開始から消音までの間で連続的
に変化させることにより、例えば変調が深くかかった状
態から、楽音の減衰と共にｓｉｎ波に変化するような波
形出力０ＵＴ（ｔ）を得ることも可能となる。

次に、第１図の原理構成の場合、前述したように波形デ
ータＲＯＭ　１には、周期データＦ（ｔ）、位相差デー
タＭ（ｔ）及び各波形区間毎の正規化係数Ｋ（区間）の
組が複数組記憶されており、上位アドレス入力ビットに
入力する波形選択用アドレスデータＷＮによって、複数
組のうちから１組を選択できる。従って、各選択された
組毎に異なる種類の波形出力ＯＵＴ　（ｔ）を出力でき
ることになる。

そして、第１図の楽音波形発生装置の原理を例えば鍵盤
楽器に適用した場合、波形選択用アドレスデータＷＮを
押鍵のタッチの速さく強さ）で切り換えるようにすれば
、押鍵速さに応じた波形出力０［ＪＴ（ｔ）を出力でき
る。又は、波形選択用アドレスデータＷＮをキーコード
の値で切り換えるようにすれば、押鍵時の鍵域により異
なった波形出力ＯＵＴ　（ｔ）を出力できる。一般に、
アコースティックピアノ等では、押鍵の強さによって発
音されるピアノ音が異なり、また、低音鍵と高音鍵でも
かなり異なったピアノ音となる。従って、第１図の楽音
波形発生装置を電子ピアノ等に適用し、予め押鍵速さ又
は鍵域毎にサンプリングした原波形（アコースティック
ピアノのピアノ音）の各々に対応する周期データＦ（ｔ
）、位相差データＭ（ｔ）及び各波形区間毎の正規化係
数Ｋ（区間）の組を前述の方法で求め、波形データＲＯ
Ｍ　１に複数組記憶させておけば、非常にリアルな楽音
出力を得ることが可能となる。

これと共に、前述のように変調指数１の値を変化させれ
ば、各鍵域毎等の原波形を中心として、ｓｉｎ波から深
く変調された波形まで様々な変調波形を得られ、多彩な
効果が得られる。

ユニ　゛ツユ　　の１　　１の　２の厖皿註所第１図は
、本発明による楽音波形発生装置の１実施例の第２の原
理構成図である。なお、第１図の第１の原理構成図と同
じ番号・記号を付したものは、同じ機能を有する。

波形データＲＯＭ　６からは、そのアドレス入力に入力
する時間的に増加するアドレスデータＡｄｄ　（Ｌ）に
従って、周期データＦ（ｔ）、第１の位相差データＭ１
（ｔ）、第２の位相差データＭＺ（ｔ）及び各波形区間
毎（後述する）に一定な値の正規化係数Ｋ（区間）が互
いに同期して読み出される。

一方、クロスフェードデータＲＯＭ７からは、各発音毎
に定まるアドレスデータＣＦの入力に対応して１組のク
ロスフェード係数ＤＤ、及びＣＤ２が乗算器８及び９に
出力される。なお、ＣＤＩ　＋　ＤＤＫ＝１とする。

第１の位相差データＭｌ　（ｔ）及び第２の位相差デー
タＭ２（ｔ）は、各々乗算器８及び９で上記クロスフェ
ード係数ＤＤ、及びＤＤ、と乗算された後、加算器１０
で加算され、位相差データＭｃ　（ｔ）が生成される。

以下、第１図の場合と同様、位相差データＭｃ　（Ｌ）
（ｒａｄ　）は、乗算器４で変調指数Ｉと乗算された後
に、加算器３で周期データＦ（ｔ）　（ｒａｄ　）と加
算され、ｓｉｎ波（正弦波）を変調するための位相角デ
ータＦ（ｔ）＋Ｉ　−Ｍｅ（ｔ）が得られる。同データ
は、ｓｉｎ波データを記憶しているＲＯＭメモリである
ｓｉｎ　ＲＯＭ　２からｓｉｎ波を変調して読み出すた
めのアドレス信号として、同ＲＯＭに入力する。ｓｉｎ
ＲＯＭ　２から読み出された変調出力Ｄ（ｔ）は、乗算
器５において前記波形データＲＯＭ　６から各波形区間
毎に読み出される正規化係数Ｋ（区間）と乗算された後
、波形出力０ＬＩＴ（ｔ）として出力される。ここで、
ｓｉｎ　ＲＯＭ　２に記憶れているｓｉｎ波の振幅の絶
対値の最大値は１になるように正規化されている。

上記原理構成に基づく第６図の楽音波形発生装置の動作
につき、以下に説明する。

まず、周期データＦ（ｔ）、第１の位相差データＨ５（
１）及び正規化係数に（区間）を、クロスフェード係数
ＤＤ２　＝　Ｏ（ＤＤ１＝　１　）　、変調指数１＝Ｏ
と設定した場合に、波形出力ｏｕｒ　（ｔ）として第１
の原波形ＯＲＧ、　（ｔ）が得られるよう設定する。こ
の設定のし方は、前述の第１の原理構成において、第２
図〜第４図等を用いて行った方式と全く同様である。

次に、第２の位相差データＭ２（ｔ）を、クロスフェー
ド係数ＤＤ＋　＝　Ｏ（ＣＤ２　＝　１　）　、変調指
数■＝０と設定した場合に、波形出力０ｔｌＴ（ｔ）と
して第２の原波形ＯＲＧ、（ｔ）が得られるよう設定す
る。ここで、第２の原波形０ＲＧｚ（Ｌ）の最大値が第
１の原波形ＯＲＧ、（ｔ）の最大値と等しくなるように
予め調整しておけば正規化係数Ｋ（区間）を共通にでき
る。

また、第２図で前述したように、周期データＦ（ｔ）の
各波形区間は正確にピッチ周期に対応する必要はないた
め、第２の原波形ＯＲＧ、　（ｔ）の平均的なピッチ周
期を第１の原波形ｏＲＧ＋（ｔ）のそれに概略等しくな
るよう予め時間軸を補間して正規化しておけば、第１の
原波形ＯＲＧ、（ｔ）を求めるために設定した周期デー
タＦ（ｔ）をそのまま用いて、第２の位相差データＭ２
（ｔ）を決定できる。

今、クロスフェード係数ＤＤｚ　＝　Ｏ（ＣＤＩ　＝　
１　）、変調指数１＝Ｏと設定した場合において、加算
器３から例えば第７図（ａ）に示すような位相角データ
Ｆ　（Ｌ）　＋Ｍ　ｒ　（ｔ）がｓｉｎ　ＲＯＭ　２に
供給され、これにより、ｓｉｎ　ＲＯＭ　２を介して第
１の原波形０ＲＧＩ　（ｔ）として第８図のような矩形
波が得られるとする。なお、振幅は簡単のため±１以内
とする。一方、クロスフェード係数ＤＤ＋　＝　Ｏ（Ｃ
Ｄ２　＝　１　）　、変調指数Ｉ−〇と設定した場合に
、加算器３から例えば第７図（ｂ）に示すような位相角
データＦ　（ｔ）＋Ｍｚ　（ｔ）がｓｉｎＲＯＭ　２に
供給され、これにより、ｓｉｎ　ＲＯＭ　２を介して第
２の原波形０ＲＧ２　（ｔ）として第８図のような鋸歯
状波が得られるとする。そして、クロスフェ−ドデーク
ＲＯＭ７に入力するアドレスデータＣＦの値を変化させ
、同ＲＯＭからＣＤＩ　＋　ＤＤＫ＝　１を満たすクロ
スフェード係数ＤＤ、及びＣＤ２の組が出力されること
により、乗算器８と９及び加算器１０によって、第１の
位相差データＭｌ　（ｔ）と第２の位相差データＭ２（
ｔ）が適当な割合で混合され、例えば第７図（ｂ）又は
（Ｃ）のような位相差データＭｃ　（ｔ）が得られる。

これによって、波形出力ｏｕＴ（ｔ）として、第８図の
ように矩形波と鋸歯状波の中間的な特性の波形０ＲＧｃ
　（ｔ）を得ることができる。

そこで、上記の事実を利用して、まずクロスフェードデ
ータＲＯＭ７に、アドレスデータＣＦの各個毎に各々第
９図に示されるような値のクロスフェード係数ＤＤ、及
びＤＤｚを記憶させておく。なお、同図では３組のみ示
しである。また、各組は、ＣＤＩ　＋　ＤＤｚ＝　１を
満たすように設定されているとする。第９図の関係より
、アドレスデータＣＦを変化させたときに、位相差デー
タＭｃ（ｔ）に第１の位相差データＭｌ　（ｔ）及び第
２の位相差データＭ２（Ｌ）がどの程度の割合で含まれ
るかを概念的に示したのが第１０図である。これより、
アドレスデータＣＦの変化に応じて、第６図の波形出力
０ＵＴ（ｔ）の特性は、第１の原波形ＯＲＧ、　（ｔ）
の特性から第２の原波形０ＲＧｚ　（ｔ）の特性へ連続
的に変化させ得ることが予想される。

従って、第６図の楽音波形発生装置の原理を例えば鍵盤
楽器に適用した場合、波形データＲＯＭ　６に、遅い押
鍵時の第１の原波形ＯＲＧ、（ｔ）に対応する第１の位
相差データＳ＋　（ｔ）と、速い押鍵時の第２の原波形
０ＲＧ２（ｔ）に対応する第２の位相差データＭｚ（ｔ
）を記憶させておき、アドレスデータＣＦの値を押鍵の
タッチの速さく強さ）で切り換えるようにすれば、押鍵
速さに応じて特性が連続的に変化する波形出力０ＵＴ（
ｔ）を出力できる。又は、波形データＲＯＭ　６に、低
音域の第１の原波形０ＲＧＩ（Ｌ）に対応する第１の位
相差データＭｌ　（ｔ）と、高音域の第２の原波形ＯＲ
Ｇ、　（ｔ）に対応する第２の位相差データも（１）を
記憶させておき、アドレスデータＣＦの値をキーコード
の値で切り換えるようにすれば、押鍵時の鍵域に応じて
特性が連続的に変化する波形出力０ｔｌＴ　（ｔ）を出
力できる。

以上のように、第２の原理構成によれば、２種類程度の
原波形に対応するデータの組を記憶させておくだけで、
その間で特性が連続的に変化する多彩な波形出力０［Ｊ
Ｔ　（ｔ）を得ることができる。また、前述の第１図の
場合と同様、変調指数■の値を変化させれば、各鍵域毎
等の原波形を中心として、ｓｉｎ波から深く変調された
波形まで様々な変調波形を得られ、多彩な効果が得られ
る。

なお、２種類以上のデータの紺を記憶させ、それら複数
のデータの組から位相差データＭｃ　（ｔ）を生成する
ように構成することも当然可能である。

すなわち、例えば鍵盤楽器の場合、低音域・中音域・高
音域の各々の原波形に対応するデータの組を記憶する如
くである。

ユニ　　パ　　づ２　　　　゛　青のＬＪＪＬ二ｇ−寥
：夕１≦ｌ！！−ノ（（；）−）１ｊ（！、［１１１１
−次に、第１１図は、上記第６図の第２の原理構成に基
づく楽音波形発生装置の１実施例の具体的構成図である
。同図で、第６図の原理構成と同じ番号・記号を付した
ものは同じ機能を有する。なお、第６図の波形データＲ
ＯＭ　６は、第１１図においてはＦＭ　ＲＯＭ６．とＫ
　ＲＯＭ６□の２つのＲＯＭから構成される。

第１１図で、ＦＭ　ＲＯＭ６．から周期データＦ（ｔ）
、第１の位相差データＭ、　（ｔ）及び第２の位相差デ
ータＭ２（ｔ）を読み出すために同ＲＯＭに入力するア
ドレスデータＡＤＤ＃１は、加算器１２、セレクタ１３
及びラッチ１４からなる累算部において、先頭アドレス
ａを初期値として、ラッチ１１にラッチされた音高デー
タｄのアドレス間隔で、ラッチ１４に入力するクロック
ＣＬＫ＃１の立ち上がりに同期して順次累算される。こ
の場合、先頭アドレスａは特には図示しない制御部から
出力され、スタートパルス５ＴＲＴがハイレベルの間に
セレクタ１３で選択されて累算値の初期値としてラッチ
１４に与えられる。スタートパルス５ＴＲＴがローレベ
ルなう加算器１２の出力を選択して累算動作を実行する
。

また、音高データｄは特には図示しない制御部から出力
され、スタートパルス５ＴＲＴの立ち上がりに同期して
ラッチ１１にラッチされる。

ＦＭ　ＲＯＭ６．から出力される第１の位相差データＭ
１（１）及び第２の位相差データＭ２（ｔ）は、各々乗
算器８及び９において、ラッチ２６にラッチされたアド
レスデータＣＦに従ってクロスフェードデータＲＯＭ　
（ＣＦ　ＲＯＭ、以下同じ）７から出力される各クロス
フェード係数ＤＤ、及びＤＤ２と乗算された後、これら
の各結果が加算器１０で相互に加算され位相差データＭ
ｃ（ｔ）が生成される。位相差データＭｃ　（ｔ）は、
乗算器４においてラッチ２１にラッチされた変調指数Ｉ
と乗算され、加算器３においてＦＭ　ＲＯＭ６．から出
力された周期データＦ（ｔ）と加算される。これにより
得られた位相角データＦ（ｔ、）＋１・Ｍｃ（ｔ）は、
ｓｉｎ　ＲＯＭ　２の読み出しアドレスとして同ＲＯＭ
に入力する。なお、アドレスデータＣＦ及び変調指数Ｉ
は、共に特には図示しない制御部から出力され、各々ス
タートパルス５ＴＲＴの立ち上がりに同期してランチ２
６及び２１にラッチされる。

これにより、ｓｉ口ＲＯＭ　２から乗算器５に変調出力
Ｄ（ｔ）が出力される。

一方、ＦＭ　ＲＯＭ６．から出力される区間識別データ
１８は、クロックＣＬＫ＃１をインバータ１６で反転し
て得たクロックの立ち上がりに同期して動作するＤフリ
・ンプフロップ（Ｆ／Ｆ、以下同じ）１５に入力すると
共に、排他論理和回路（ＥＯＲ１以下同じ）１７の第１
の入力に入力する。また、ＥＯＲ１７の第２の入力には
上記Ｆ／Ｆ　１５の正論理出力Ｑが入力する。上記回路
構成により、ＦＭ　ＲＯＭ６１から順次出力される区間
識別データＩＢの値に変化があった場合に、ＥＯＲ１７
の出力が論理「１」となる。

Ｋ　ＲＯＭ６□へのアドレス入力となるアドレスデータ
ＡＤＤ＃２は、加算器１８、セレクタ１９及びラッチ２
０からなる累算部において、先頭アドレスｂを初期値と
して上記ＥＯＲ１７の出力が論理「１」となる毎に１ア
ドレスずつ順次累算される。なお、先頭アドレスｂは特
には図示しない制御部から出力され、スタートパルス５
ＴＲＴがハイレベルの間にセレクタ１９で選択されて累
算値の初期値としてラッチ２０に与えられる。スタート
パルス５ＴＲＴがローレベルなら加算器１８の出力を選
択して累算動作を実行する。

これにより、Ｋ　ＲＯＭ６ｚにアドレスデータＡＤＤ＃
２が与えられ、Ｋ　ＲＯＭ６ｇから乗算器５には正規化
係数Ｋ（区間）が出力される。

乗算器５では、ｓｉｎ　ＲＯＭ　２から出力された変調
出力Ｄ（ｔ）に上記正規化係数Ｋ（区間）が乗算され、
この乗算結果は、更に乗算器２３においてエンベロープ
ジェネレータ２２から発生されるエンベロープ値と乗算
される。

そしてこの乗算結果が、クロックＣＬＫ＃ｌをインバー
タ２５で反転したクロックの立ち上がりに同期してラッ
チ２４にラッチされ、波形出力ｏｕ’ｒ　（Ｌ）として
出力される。

以上の構成において、クロックＣＬＫ＃１　、　ＣＬＫ
＃２及びスタートパルス５ＴＲＴは、特には図示しない
制御部から出力される。

次に、第１１図のＦＭ　ＲＯＭ６．に記憶されるデータ
の構成を第１２図に示す。

同図において、発音開始から消音までの１組の波形デー
タは、先頭アドレスａから順に記憶されており、１アド
レスには周期データＦ（ｔ）、第１の位相差データＭｌ
（ｔ）と第２の位相差データＬ　（ｔ）及び１ビツトの
区間識別データＩＢが組で記憶される。この場合、アド
レスが進むにつれて、各波形区間Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄ、・・
・　（第２図参照）の各サンプリング点のデータが記憶
されている。また、波形区間がＡ、Ｂ、Ｃ，Ｄ、・・・
と変化するに従って、区間識別データＩＢの各アドレス
の値が、区間Ａでは「０」、区間Ｂでは「１」、区間Ｃ
では「０」、区間りではｒｌ、、・・・というように区
間単位で交互に変化する。この区間識別データＩＢは、
後述するように区間の境界を識別してＫＲＯＭ６□にお
いて指定されるアドレスを更新するためのデータである
。

次に、第６図のＫ　ＲＯＭ６ｚに記憶されるデータの構
成を第１３図に示す。

同図において、発音開始から消音までの各波形区間Ａ、
Ｂ、Ｃ，Ｄ、・・・に対応して、先頭アドレスｂから順
に正規化係数Ｋ（区間）が１つずつ記憶されている。

上記第１２図及び第１３図において、前述の第９図又は
第１０図等で説明したように、第１の位相差データＭｌ
　（ｔ）として低音域の原波形が生成されるようなデー
タを記憶させ、第２の位相差データＭｔ　（ｔ）として
高音域の原波形が生成されるようなデータを記憶させる
。

以上の構成の実施例の動作を、第１４図の動作タイミン
グチャートに従って説明する。以下、特に言及しない限
り第１１図を参照するものとする。

発音開始時には、特には図示しない制御部（以下、単に
制御部と呼ぶ）から出力されるスタートパルス５ＴＲＴ
が、第１４図のｔｌのタイミングで論理「１」　（以下
、単に「１」と呼ぶ。論理「０」についても同様。）に
立ち上がり、その直後にクロックＣＬＫ＃１が「１」に
なるｔ２のタイミングから発音動作を開始する。この場
合、クロックＣＬＫ＃１の周期が楽音発生のサンプリン
グ周期に対応し、また、制御部から発生するクロックＣ
ＬＫ＃２は、クロックＣＬＫ＃１　と同一周期を有し、
同クロックから１７４周期分遅れたクロックである。以
下の動作は、上記２つのクロックＣＬＫ＃１及びＣＬＫ
＃２に従って制御される。また、スタートパルス５ＴＲ
Ｔは、発音開始時においてクロックＣＬＫ＃１が「０」
に立ち下がってから次に「０」に立ち下がるまでの１周
期分の間「１」を維持し、その後は次の発音開始まで「
０」を維持する。

まず、制御部からのスタートパルス５ＴＲＴが、第１４
図（ａ）のように論理ｒ１．に立ち上がるタイミングｔ
１で、制御部からの音高データｄが同図（Ｃ）のように
ラッチ１１にラッチされる。

続いて、スタートパルス５ＴＲＴが「１」のタイミング
ｔ１〜ｔ４の間は、セレクタ１３が制御部からの先頭ア
ドレスａを選択し、この先頭アドレスａはクロックＣＬ
Ｋ＃１が「１」に立ち上がるタイミングｔ２でラッチ１
４にラッチされ、第１４図（ｄ）のようにアドレスデー
タＡＤＤ＃１の初期値が定まる。

これによりＬ２かられずかな遅延時間の後、ＦＭＲＯＭ
６．の先頭アドレスａの周期データＦ（ｔ）、第１の位
相差データＭｌ（ｔ）　、第２の位相差データＭ、（ｔ
）及び区間識別データＩＢ　（第１２図参照）が第１４
図（ｅ）、（ト）及び（１）のように読み出される。以
後、ラッチ１４の出力のアドレスデータＡＤＤ＃１は加
算器１２にフィードバックされ、ラッチ１１にセットさ
れている音高データｄが順次累算されてゆく。

この場合、上記累算値は、クロックＣＬＫ＃１が「１」
に立ち上がる第１４図（ｄ）の各タイミングＬ５、ｔ８
、ｔｌｌ、ｔｌ４、ｔｌ７等において、セレクタ１３を
介して順次ラッチ１４にラッチされて、新たなアドレス
データＡＤＤ＃１として指定され、ＦＭ　ＲＯ１４６゜
上の対応するアドレスの周期データＦ（ｔ）、位相差デ
ータＭ（ｔ）及び区間識別データＩＢ　（第１２図参照
）が第１４図（ｅ）、（ロ）及び（１）のように読み出
される。

なお、スタートパルス５ＴＲＴは、Ｌ４において「０」
に立ち下がるため、セレクタ１３はｔ４以降は加算器１
２の出力を選択する。

この場合、楽音の発音開始の指示は、特には図示しない
例えば鍵盤部の何れかの鍵を演奏者が押鍵することによ
り行われ、そのとき押鍵された鍵が高音側の鍵であれば
、制御部からラッチ１１には大きな値の音高データｄが
ラッチされる。これニヨリ、ＦＭ　ＲＯＭ６．上で読み
飛ばされるアドレス幅が大きくなり、高いピッチ周期の
波形出力０１ＪＴ（ｔ）が得られる。逆に、例えば最低
音鍵が押鍵された場合は音高データｄとして値１がラッ
チされ、これによりＦＭ　ＲＯＭ虐上ではエアドレスず
つ各データが読み出され、最低ピッチ周期の波形出力０
ＬＩＴ　（ｔ）が得られる。

以上のようにしてＦＭ　ＲＯＭ６．から読み出される各
データのうち、第１の位相差データＭｌ　（ｔ）及び第
２の位相差データＭｚ（ｔ）は各々乗算器８及び９に入
力する。今、スタートパルス５ＴＲＴが「１」に立ち上
がるｔｌにおいて、制御部からラッチ２６にアドレスデ
ータＣＦがセットされている。これにより、ＣＦＲＯＭ
７からは、ｔｌ以後、第１４図（ロ）に示すようにアド
レスデータＣＦに対応するアドレスからクロスフェード
係数ＤＤ、及びＤＤｚの組が出力される。従って、第１
の位相差データＭｌ（ｔ）及び第２の位相差データＭ！
（ｔ）は、各々乗算器８及び９でクロスフェード係数Ｄ
Ｄ、及びＤＤｚと乗算され、その結果が加算器１０で加
算されることにより、位相差データＭｃ（ｔ）が得られ
る。このデータの生成タイミングは、第１４図には特に
は示さないが、同図（１）の第１の位相差データＭｌ　
（ｔ）等のタイミングかられずかに遅れたタイミングで
ある。

この場合、楽音の発音開始の指示は、前述のように例え
ば鍵盤部での押鍵動作により行われるが、このとき、押
鍵された鍵が低音側の鍵であれば、制御部からラッチ２
６には小さな値のアドレスデータＣＦがラッチされ、逆
に高音側の鍵であれば、小さな値のアドレスデータＣＦ
がラッチされる。

従って、そのアドレスデータＣＦに応じてＣＦ　ＲＯＭ
７から出力されるクロスフェード係数ＤＤ、及びＤＤ２
の組み合わせが、第９図又は第１０図で前述したように
変化するため、鍵域に応じて特性がきめ細か（対応する
波形出力ＯＵＴ　（ｔ）を得ることができる。

もちろん、前述の如く押鍵時のタッチの速さく強さ）で
アドレスデータＣＦの値を切り換えるようにしてもよい
。

続いて、位相差データＭｃ（ｔ）は乗算器４に入力する
。今、スタートパルス５ＴＲＴが「１」に立ち上がるｔ
ｌにおいて、制御部からラッチ２１に変調指数■がセッ
トされている。従って、乗算器４では、位相差データＭ
ｃ　（ｔ）に上記変調指数Ｉが乗算される。この出力は
加算器３に入力し、ＦＭ　ＲＯＭ６１から出力された周
期データＦ（ｔ）と加算され、位相角データＦ（Ｌ）＋
Ｉ・Ｍｃ（ｔ）が得られる。

上記位相角データＦ（ｔ）＋Ｉ−Ｍｅ（ｔ）により、ｓ
ｉｎＲＯＭ　２がアクセスされ、前記周期データＦ（ｔ
）及び位相差データＭｃ（ｔ）の出力（第１４凹成）、
（１）の各タイミングｔ２、ｔ５、ｔ、８、ｔｌｌ、ｔ
ｌ４、ｔ、１７等の直後）かられずかな遅延の後、ｓｉ
ｎ　ＲＯＫ　２から第１４図（ｎ）のようにして変調出
力Ｄ（ｔ）が出力される。

一方、スタートパルス５ＴＲＴが「１」のタイミングＬ
１〜Ｌ４の間で、セレクタ１つが制御部からの先頭アド
レスｂを選択し、この先頭アドレスｂはクロックＣＬＫ
＃２が「１」に立ち上がるタイミングｔ３でラッチ２０
にラッチされ、第１４図（ｉ）のようにアドレスデータ
ＡＤＤ＃２の初期値が定まる。

これにより、ｔ３かられずかな遅延時間の後、Ｋ　ＲＯ
Ｍ６２の先頭アドレスｂの正規化係数Ｋ（区間Ａ）が第
１４図（ｊ）のように読み出される。以後、ラッチ２０
の出力のアドレスデータＡＤＤ＃２は加算器１８にフィ
ードバックされ、ＥＯＲ１７の論理出力値「０」又は「
１」が順次累算されてゆく。この場合上記累算値は、ク
ロックＣＬＫ＃２が「１」に立ち上がる第１４図（ｉ）
の各タイミングＬ６、む９、ｔｌｏ、ｔｌ２、ｔｌ５、
ＬｌＢ等において、セレクタ１９を介して順次ラッチ２
０にラッチされ、新たなアドレスデータＡＤＤ＃２とし
て指定され、Ｋ　ＲＯＭ６ｚ上の対応するアドレスの正
規化係数Ｋ（区間）が第１４図（ｊ）のように読み出さ
れる。なお、スタートパルス５ＴＲＴは、ｔ４において
「０」に立ち下がるため、セレクタ１９はｔ４以降は加
算器１８の出力を選択する。

上記動作と並行して、クロックＣＬＫ＃１が「１」に立
ち上がる第１４図（１））の各タイミングｔ２、ｔ５、
ｔ８、む１１、ｔｌ４、ｔｌ７等かられずかな遅延の後
に、第１４図（ｅ）のようにＦＭ　ＲＯＭ６．から区間
識別データＴＯが順次出力される。このデータは、クロ
ックＣＬＫ＃１が「０」に立ち下がる第１４回（ｂ）の
各タイミングｔ４　、ｔ７　、ｔｌｏ、ｔｌ３、ｔｌ６
、ｔｌ９等において、Ｆ／Ｆ　１５にセットされてその
正論理出力Ｑが第１４図（ｆ）のように順次定まる。そ
して、この正論理出力Ｑと前記ＦＭ　ＲＯＭ６．からの
区間識別データＩＢとの排他論理和かＥＯＲ１７で演算
される。

ここで、ＦＭ　ＲＯＭ６．から出力される区間識別デー
タＩＢは、第１２図に示したように各波形区間単位で「
０」又は「１」が交互に記憶されているので、波形区間
がＡからＢ、ＢからＣ，ＣからＤ等に変化する毎に「０
」から「１」、「１」から「０」、「０」から「１」と
いうように変化する。従って、上記波形区間が変化する
時点のみＥＯＲ１７の出力は「１」となり、他のタイミ
ングでは「０」となる。第１４図の例では波形区間Ａか
らＢに変化するｔｌ４の直後からｔｌ６のクロックＣＬ
Ｋ＃１が「１」の間のみ、ＥＯＲＩ７の出力が「１」と
なる。

これにより、上記タイミング内のみで、加算器１８でラ
ッチ２０からのアドレスデータＡＤＤ＃２の値すに１が
累算され、この累算値ｂ＋１はクロックＣＬＫ＃２が「
１」に立ち上がる第１４図（ｌ″ｌ）のタイミングｔ１
５において、ラッチ２０に新たなアドレスデータＡＤＤ
＃２としてラッチされる。従って、クロックＣＬに＃２
が「１」に立ち上がるタイミングｔ１５以降では、この
新たなアドレスデータＡＤＤ＃２の値ｂ＋１に基づ＜　
Ｋ　ＲＯＭ６２上の正規化係数Ｋ（区間Ｂ）が第１４図
（ｊ）のように読み出される。

一方、ＥＯＲｉ　７の出力が「０」である他のタイミン
グでは、加算器１８では累算動作は行われないため、ラ
ンチ２０には１タイミング前と同様のアドレスデータＡ
ＤＤ＃２がラッチされる。従って、第１４図ら）のタイ
ミングｔ６、ｔ９、ｔ１２、ｔｌＢ等においては、１タ
イミング前と同様の正規化係数Ｋ（区間）がにＲＯＭ６
２から第１４図（ｊ）のように読み出される。

このように、ＦＭ　ＲＯＭ虐からの波形区間Ａの周期デ
ータＦ（ｔ）及び位相差データＭ（ｔ）に基づく変調出
力Ｄ（ｔ）がｓｉｎ　ＲＯＭ　２から読み出されている
タイミングでは、Ｋ　ＲＯＭ６２から波形区間Ａに対応
する正規化係数Ｋ（区間Ａ）が読み出され、同様に波形
区間ＢではＫ　ＲＯＭ６２から波形区間Ｂに対応する正
規化係数Ｋ（区間Ｂ）が読み出されるというように、各
波形区間の変調出力Ｄ（ｔ）が出力されるのに対応して
、その波形区間の正規化係数Ｋ（区間）がＫ　ＲＯＭ６
ｚから読み出される。

以上のようにして、第１４図（ｂ）のクロックＣＬＫ＃
１が「１」に立ち上がる各タイミングｔ２、ｔ５、ｔ８
、ｔｌｌ、ｔ１４、ｔ１７等から若干の遅延の後に、ｓ
ｉｎ　ＲＯＭ　２から第１４図（ｎ）のように変調出力
Ｄ（ｔ）が出力され、これと並行して第１４図（ハ）の
クロックＣＬＫ＃２が「１」に立ちとがる各タイミング
ｔ３、ｔ６、む９、ｔ１２、ｔ１５、ｔｌＢ等かられず
かな遅延の後に、Ｋ　ＲＯＭ６ｚから第１４図（ｊ）の
ように正規化係数Ｋ（区間）が出力される。そして、こ
れら各タイミングの変調出力Ｄ（ｔ）及び正規化係数Ｋ
（区間）は、乗算器５で乗算された後、更に乗算器２３
でエンベロープジェネレータ２２からのエンベロープデ
ータと乗算され、第１４図（ｂ）のクロックＣＬＫ＃１
が「０」に立ち下がる各タイミングｔ４、ｔ７、ｔｌｏ
、ｔ、１３、ｔ１６、ｔ１９等において、第１４図（０
）のようにラッチ２４にラッチされ、各タイミング毎の
波形出力０ＵＴ（ｔ）が定まる。ここで、エンベロープ
ジェネレータ２２及び乗算器２３は、第６図では示さな
かったが、波形出力０ＵＴ（ｔ）に原波形以外のエンベ
ロープを付加したい場合に動作させればよく、必ずしも
必要なものではない。

以上に示した動作により、第１１図の実施例において、
第７図〜第１０図等に示した第６図の楽音波形発生装置
の第２の原理構成と同様の動作を実現することができる
。

上記第１１図では、第６図の波形データＲＯＭ　６に対
応するものを、ＦＭ　ＲＯＭ６．とＫ　ＲＯＭ６□の２
つのＲＯＭで構成したが、多少アドレス指定が複雑にな
るのを許容できれば１つのＲＯＭ”ｉ？構成するように
してもよい。逆に、周期データＦ（Ｌ）、第１の位相差
データＭｌ（ｔ）　、第２の位相差データＭＺ　ｍ及び
正規化係数Ｋ（区間）を別々のＲＯＭに記憶させ、同期
して読み出させるようにしてもよい。

また、ＦＭ　ＲＯＭ６．において、周期データＦ　（ｔ
）は第１２図に示したように各サンプリング点毎の値を
記憶するようにしたが、１つの波形区間内では周期デー
タＦ（ｔ）は第２図（１））のように各波形区間幅で位
相角が０から２π（ｒａｄ　）まで変化する直線特性で
あるため、演算時間に余裕があれば、各サンプリング点
毎に周期データＦ（ｔ）を演算して出力するようにすれ
ば、記憶容量を節約することができる。

なお、第１１図においては、１楽音分の波形出力０ＵＴ
（ｔ）を得るものとして実現したが、各部を時分割動作
させるごとにより、複数の楽音波形を並列して出力させ
ることも可能である。

栗育彼玉１且１ａンとＬ娼１升ｑ乗ｆｆＪＬｌ刈１９腹
旧 第１図の楽音波形発生装置の１実施例の第１の原理構成
においては、変調指数Ｉ−０の場合には前記（１）式よ
り、 ０［ＩＴ（ｔ）　＝Ｋ（区間）　・５ｉｎ（Ｆ（ｔ））
　　　　　　・・（３）となり、周期データＦ（ｔ）は
第２図Φ）に示したように各波形区間内で線形に増加す
るデータで、また、正規化係数Ｋ（区間）は各波形区間
内で一定であるため、波形出力ｏｕｒ（ｔ）としてｓｉ
ｎ波が得られた。

また、変調指数Ｉ＝１の場合は前記（２）式のように、
０ＲＧ（ｔ）　＝に（区間）　・５ｉｎ（Ｆ（ｔ）＋Ｍ
（ｔ））　　　・・（２）として原波形ＯＲＧ　（ｔ）
が得られた。そして、変調指数丁の値を０から１の間で
変化させることにより、ｓｉｎ波から原波形までの間で
波形を連続的に変化させることができる。また、変調指
数■の値を１以上にすれば更に原波形から更に変調され
た波形まで連続的に変化させることができる。

このように、各波形区間で線形に変化する周期データＦ
（ｔ）と、そのデータからの差分データである位相差デ
ータＭ（ｔ）とによって、少なくともｓｉｎ波と原波形
を出力できることを特徴とする。従って、Ｉ＝０のとき
にｓｉｎ波を出力でき、Ｉ＝１のときに原波形を出力で
きれば、前記（１）、（２）式等に拘泥する必要はなく
、 ０［ＪＴ（ｔ）　＝Ｋ（区間）　・ｆ　（ｇ　（Ｆ（ｔ
））＋Ｉ　・Ｍ（ｔ））・　・　・（４） の関係にある演算を実現する実施例であればどのような
ものでもよい。

例えば上記（４）式で、入力をαとしてｆを、ｆ（α）
＝　（２／π）α ・・　（０≦α≦π／２） ｆ（α）＝−１＋（２／π）（３π／２−α）・・　（
π／２≦α≦３π／２） ｆ（α）＝−１＋（２／π）（α−３π／２）・・　（
３π／２≦α≦２π） ・・・（５） を満たす三角波関数として定義し、また、入力をβとし
てｇを、 ｇ（β）＝（π／　２　）　ｓｉｎβ ・・　（０≦β≦π／２） ｇ（β）−π−（π／　２）　ｓｉｎβ・・　（π／２
≦β≦３π／２） ｇ（β）＝２π＋　（π／２）ｓｉｎ　　β・　・　（
３π／２≦β≦２π） ・　・　・（６） を満たす関数として定義すれば、変調指数Ｉの値が０す
なわち無変調の場合に、上記（５）、（６）式を前記（
４）式に代入することにより、 ｆ（ｇ（β））＝Ｋ（区間）・ｒ　（（π／２）　ｓｉ
ｎ　β）＝Ｋ（区間）・　（２／π）（π／２）ｓｉｎ
　β＝Ｋ（区間）・ｓｉｎ　β ・・　（０≦β≦π／２） ｆ（ｇ（β））＝Ｋ（区間）・ｆ（（π−（π／２）・
ｓｉｎ　β）） ＝Ｋ（区間）・（−１＋（２／π）（３π／２−π＋（
π／２）ｓｉｎβ）） ＝Ｋ（区間）・ｓｉｎ　β ・・　（π／２≦β≦３π／２） ｆ（ｇ（β））＝Ｋ（区間）・ｆ（２π＋（π／２）・
ｓｉＱβ） ＝Ｋ（区間）・（−１＋（２／π）（２π＋＋（π／２
）ｓｉｎβ−３π／２）） ＝Ｋ（区間）・ｓｉｎ　β ・　・　（３π／２≦β≦２π） ・　・　・（７） となる。すなわち、無変調時には単−ｓｉｎ波が出力さ
れる。

また、前記（５）、（６）式を前記（４）式に代入し、
変調指数１＝１としたときに原波形ＯＲＧ　（ｔ）が得
られるようにするためには、前記第４図（ｂ）のｓｉｎ
波を前記（５）式で定義される三角波に置き換え、また
、同図（Ｃ）の周期データＦ（ｔ）を前記（６）式で定
義される関数ｇ　（ｔ）に置き換えて、当該ｇ　（ｔ）
からの差分データとして位相差データＭ（ｔ）を決定す
ればよい。

この場合、第１図のｓｉｎ　ＲＯＭ　２に対応する三角
波を生成する手段としては、ＲＯＭの他にデコーダ回路
等によって三角波を生成することも可能である。

上記態様の他にも、前記（４）式を満たす関数ｆ、ｇと
して様々な関数の組合わせを定義できる。

以上の適用は、第６図の第２の原理構成における周期デ
ータＦ（ｔ）、第１の位相差データＭｌ　（ｔ）・、第
２の位相差データＭＺ（ｔ）及び正規化係数Ｋ（区間）
の関係にも、全く同様に当てはまる。

（発明の効果〕 本発明の第１の態様によれば、混合制御手段で予め変調
信号の混合率をＯに設定しておけば、正弦波又は余弦波
のみからなる楽音波形を発生でき、選択的に発生される
各変調信号の混合制御手段での混合率を予め所定の混合
率（例えばｌ）に設定しておけば、各々に対応する自然
楽器の楽音等の所望の楽音波形を得ることが可能である
。

従って、演奏中において、楽音の発音開始直後は例えば
混合率を１に設定し、それ以後の時間経過と共に混合率
を０に近づけることで、所望の楽音波形の状態から単−
正弦波成分又は単一余弦波成分のみを含む状態になるよ
うに、徐々に楽音波形の周波数特性を制御することがで
きる９又は、混合率を連続的に例えば１以上になるよう
に変化させることにより、所望の楽音波形の状態から更
に複雑な倍音構成を有する個性的な楽音が発音されるよ
うに制御することができる。更に、例えば演奏情報に従
って異なる変調信号が出力されるように制御し、各変調
信号に対応して例えば鍵域毎又は押鍵速度毎の自然楽器
の各楽音波形が得られるように設定しておけば、演奏情
報に応じて様々な特性の楽音を出力させることができる
。

次に、本発明の第２の態様によれば、変調信号発生手段
から発生される複数の各変調信号として、例えば鍵域毎
又は押鍵速度毎の自然楽器の各楽音波形が得られるよう
に設定できる。そして、合成変調信号出力手段は、例え
ば上記演奏情報に応じて上記変調信号の混合割合を制御
しながら合成変調信号を出力するため、この合成変調信
号を用いて、第１の態様の場合と同様にして混合制御手
段及び波形出力手段を介して楽音波形を出力させること
により、鍵域情報又は押鍵速度情報等の演奏情報によっ
て特性が連続的に変化するような自然楽器の特性に非常
に近い楽音波形を得ることができる。

以上のように、本発明は、自然音の楽音を発音する状態
と単−正弦波成分又は単一余弦波成分のみを含む状態の
両者を容易に生成することができ、かつ、自然楽器の複
数の特性に近い様々な倍音特性を生成することができる
。しかも、それを実現するための構成として、通常のＲ
ＯＭ、デコーダ、加算器、乗算器等の組み合わせのみで
実現できるため、複雑な楽音波形を簡単な回路構成で実
現することが可能となり、結果として、質のよい電子楽
器等を低コストで提供することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明による楽音波形発生装置の１実施例の
第１の原理構成図、 第２図は、０ＲＧ（ｔ）とＦ（ｔ）の関係を示した図、
第３図は、０ＲＧ（ｔ）とＦ（ｔ）とＭ（ｔ）の関係を
示した図、 第４図は、Ｍ（ｔ）の求め方を示した図、第５図は、Ｉ
を変化させたときのＤ　（Ｌ）とＦ（Ｌ）とＭ（ｔ）の
関係を示した図、 第６図は、本発明による楽音波形発生装置の１実施例の
第２の原理構成図、 第７図は、Ｍ、　（ｔ、）と町（１）とＭｃ（ｔ）の関
係を示した図、 第８図は、０ＲＧＩ　（ｔ）と０ＲＧｚ　（ｔ）と０Ｒ
Ｇｃ（ｔ）の関係を示した図、 第９図は、ＣＦとＤＤ＋　とＤＤ２の関係を示した図、
第１０図は、ＣＦとＭｌ　（ｔ）とＭ２（１）の関係を
示した図、 第１１図は、楽音波形発生装置の１実施例の具体的構成
図、 第１２図は、ＦＭ　ＲＯＭのデータ構成図、第１３図は
、Ｋ　ＲＯＭのデータ構成図、第１４図は、楽音波形発
生装置の１実施例の具体的構成の動作タイミングチャー
トである。 １．６・・・波形データＲＯＭ、 ２・・・ｓｉｎＲＯＭ、 ３．１０・・・加算器、 ４．５．８．９・・・乗算器、 ７・・・クロスフェードデータＲＯＭ。 Ａｄｄ（ｔ）、ＣＦ・・　・アドレスデータ、ＷＮ　・
・・波形選択用アドレスデータ、Ｆ（ｔ）・・・周期デ
ータ、 Ｍ（ｔ）、ＭＣ（ｔ）　　・・・位相差データ、Ｍ、　
（ｔ）　　・・・第１の位相差データ、Ｉｔ）　　・・
・第２の位相差データ、ＣＦ・・・アドレスデータ、 ＤＤ＋　、ＤＤ２　　・・・クロスフェード係数、■・
・・変調指数、 Ｆ（ｔ）＋Ｉ　−Ｍ（ｔ）、Ｆ（ｉ）＋ｌ　−Ｍｃ（ｔ
）　　・・・位相角データ、 Ｋ（区間）・・・正規化係数、 Ｄ（ｔ）・・・変調出力、 ０ＵＴ（ｔ）・・・波形出力。 特許出願人　　　カシオ計算機株式会社才辰幅 ＯＲＧ＋（ｔｈ：０ＲＧｚ（ｔ）ヒ０ＲＧｃ（ｔ）の関
待１ホした図第８図 菓１２図 ＤＤ＋ ＣＦ　とＤＤ＋とＤＤ２の関イ禾をホしｔ−、閏ＣＦと
ｆＶｌ＋（ｔ）とＭ２（ｔ）の関イ呆１ホした図第１０
図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）搬送信号を発生する搬送信号発生手段と、複数の変
   調信号を選択的に発生する変調信号発生手段と、 該選択的に発生される各変調信号を前記搬送信号発生手
   段から発生される搬送信号に混合する場合の前記各変調
   信号の前記搬送信号に対する混合率を０から任意の混合
   率までの間で制御し、前記搬送信号と前記各変調信号と
   が当該混合率で混合された混合信号を出力する混合制御
   手段と、入力と出力が所定の関数関係を有し前記混合制
   御手段から出力される混合信号を入力として変調された
   楽音波形を出力する波形出力手段と、を有し、 前記所定の関数関係と前記搬送信号は、前記混合制御手
   段で前記各変調信号の混合率が０になるように制御され
   た場合に、前記波形出力手段から発生される前記楽音波
   形が正弦波又は余弦波となるような関係を有し、 前記搬送信号発生手段及び前記変調信号発生手段は、前
   記選択的に発生される各変調信号の前記混合制御手段で
   の混合率が各々所定の混合率になるように制御された場
   合に、前記波形出力手段から該各変調信号に対応する各
   々所望の各楽音波形が出力されるような搬送信号及び各
   変調信号を発生する、 ことを特徴とする楽音波形発生装置。 ２）前記楽音波形発生装置は演奏操作に応じて発生され
   る演奏情報に基づいて対応する楽音波形を発生し、 前記変調信号発生手段は、前記複数の変調信号の中から
   前記演奏情報に対応する変調信号を選択的に発生する、 ことを特徴とする請求項１記載の楽音波形発生装置。 ３）搬送信号を発生する搬送信号発生手段と、複数の変
   調信号を発生する変調信号発生手段と、該複数の変調信
   号を各々任意の割合で混合し、合成変調信号を出力する
   合成変調信号出力手段と、該合成変調信号を前記搬送信
   号発生手段から発生される搬送信号に混合する場合の前
   記合成変調信号の前記搬送信号に対する混合率を０から
   任意の混合率までの間で制御し、前記搬送信号と前記合
   成変調信号とが当該混合率で混合された混合信号を出力
   する混合制御手段と、 入力と出力が所定の関数関係を有し前記混合制御手段か
   ら出力される混合信号を入力として変調された楽音波形
   を出力する波形出力手段と、を有し、 前記所定の関数関係と前記搬送信号は、前記混合制御手
   段で前記合成変調信号の混合率が０になるように制御さ
   れた場合に、前記波形出力手段から発生される前記楽音
   波形が正弦波又は余弦波となるような関係を有し、 前記搬送信号発生手段及び前記変調信号発生手段は、前
   記合成変調信号出力手段で前記変調信号の各々がそのま
   ま前記合成変調信号として出力され、前記混合制御手段
   で該各合成変調信号の混合率が各々所定の混合率になる
   ように制御された場合に、前記波形出力手段から前記各
   変調信号に対応する各々所望の楽音波形が出力されるよ
   うな搬送信号及び各変調信号を発生する、 ことを特徴とする楽音波形発生装置。 ４）前記楽音波形発生装置は演奏操作に応じて発生され
   る演奏情報に基づいて対応する楽音波形を発生し、 前記合成変調信号出力手段は、前記複数の変調信号を混
   合する場合の前記各任意の割合を、前記演奏情報に基づ
   いて制御する、 ことを特徴とする請求項３記載の楽音波形発生装置。