JPH02305121A - 受信機の中間周波回路 - Google Patents
受信機の中間周波回路Info
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- JPH02305121A JPH02305121A JP12427789A JP12427789A JPH02305121A JP H02305121 A JPH02305121 A JP H02305121A JP 12427789 A JP12427789 A JP 12427789A JP 12427789 A JP12427789 A JP 12427789A JP H02305121 A JPH02305121 A JP H02305121A
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- 238000001914 filtration Methods 0.000 abstract 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 3
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 3
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
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- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、受信機の中間周波（ＩＦ）回路に係り、特に
ＦＭ受信機において選択度の向上を図った中間周波回路
に関するものである。
ＦＭ受信機において選択度の向上を図った中間周波回路
に関するものである。
従来、ＩＦ回路において選択度の向上を図るために、Ｉ
Ｆ倍信号狭帯域のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）に通し
て所望信号のみを通過させたり、トラップ回路を設けて
所望の信号に隣接した妨害信号を除去することが行われ
ている。
Ｆ倍信号狭帯域のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）に通し
て所望信号のみを通過させたり、トラップ回路を設けて
所望の信号に隣接した妨害信号を除去することが行われ
ている。
しかし、上述のようにＩＦ倍信号ＢＰＦやトラップ回路
を通すと、所望信号にグループ遅延が悪化してこれによ
る位相回りが生じ、特にＩＦ倍信号その周波数により信
号情報を担持しているＦＭ受信機の場合、上述のように
グループ遅延が所望信号に生じると、検波出力信号に歪
みが生じるようになる。
を通すと、所望信号にグループ遅延が悪化してこれによ
る位相回りが生じ、特にＩＦ倍信号その周波数により信
号情報を担持しているＦＭ受信機の場合、上述のように
グループ遅延が所望信号に生じると、検波出力信号に歪
みが生じるようになる。
よって本発明は、上述した従来の問題点に鑑み、所望信
号に歪みを生じさせることなく選択度の向上を図った受
信機の中間周波回路を提供することを課題としている。
号に歪みを生じさせることなく選択度の向上を図った受
信機の中間周波回路を提供することを課題としている。
上記課題を解決するため本発明により成された受信機の
中間周波回路は、中間周波信号の所望の信号成分を除く
信号成分を通過させるフィルタ手段と、該フィルタ手段
を通過した信号成分をＦＭ検波するＦＭ検波手段と、該
ＦＭ検波手段の出力信号を変調信号として隣接妨害信号
の周波数に相当する周波数の搬送波を周波数変調する周
波数変調手段と、前記中間周波信号に含まれている隣接
妨害信号成分を、前記周波数変調手段が出力する周波数
変調信号により抑圧する隣接妨害信号除去手段とを備え
ることを特徴としている。
中間周波回路は、中間周波信号の所望の信号成分を除く
信号成分を通過させるフィルタ手段と、該フィルタ手段
を通過した信号成分をＦＭ検波するＦＭ検波手段と、該
ＦＭ検波手段の出力信号を変調信号として隣接妨害信号
の周波数に相当する周波数の搬送波を周波数変調する周
波数変調手段と、前記中間周波信号に含まれている隣接
妨害信号成分を、前記周波数変調手段が出力する周波数
変調信号により抑圧する隣接妨害信号除去手段とを備え
ることを特徴としている。
以上の構成において、フィルタ手段が中間周波信号の所
望の信号成分を除く信号成分を通過させ、フィルタ手段
を通過した信号成分をＦＭ検波手段がＦＭ検波し、該Ｆ
Ｍ検波手段の出力信号を変調信号として周波数変調手段
が隣接妨害信号の周波数に相当する周波数の搬送波を周
波数変調して得た周波数変調信号により、隣接妨害信号
除去手段が前記中間周波信号に含まれている隣接妨害信
号成分を抑圧するようにしているので選択度が向上し、
また所望の信号成分は狭帯域のフィルタ手段を通されて
いないので、グループ遅延による位相回りが最少となり
、歪みの悪化は生じることがない。
望の信号成分を除く信号成分を通過させ、フィルタ手段
を通過した信号成分をＦＭ検波手段がＦＭ検波し、該Ｆ
Ｍ検波手段の出力信号を変調信号として周波数変調手段
が隣接妨害信号の周波数に相当する周波数の搬送波を周
波数変調して得た周波数変調信号により、隣接妨害信号
除去手段が前記中間周波信号に含まれている隣接妨害信
号成分を抑圧するようにしているので選択度が向上し、
また所望の信号成分は狭帯域のフィルタ手段を通されて
いないので、グループ遅延による位相回りが最少となり
、歪みの悪化は生じることがない。
よって、所望信号に歪みを生じさせることな（選択度の
向上を図ることができる。
向上を図ることができる。
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
第１図は本発明による受信機の中間周波回路の一実施例
を示すブロック図であり、同図において、フロントエン
ド１は、アンテナで受信した電波から希望の放送信号を
選局し、該選局した放送信号を例えば１０．７ＭＨｚの
ＩＦ倍信号変換して出力する。上記ＩＦ倍信号、例えば
中心周波数ｆｃが１０．７ＭＨｚでかつ通過帯域幅Ｂｗ
が８００ ｋＨｚの特性を有する広帯域のＢＰＦ２を通
されて妨害信号が除去される。広帯域のＢＰＦ２の出力
信号は、第１の演算増幅器３の十人力と、中間周波数（
ｆＩＦ）を中心周波数ｆｃとし、ノツチ帯域幅Ｂｗが例
えば３００ ｋＨｚのノツチフィルタ４の入力とに入力
される。該ノツチフィルタ４は、広帯域のＢＰＦ２を通
過したＩＦ倍信号所望の信号成分を除く信号成分を通過
させる第１のフィルタ手段として働く。
を示すブロック図であり、同図において、フロントエン
ド１は、アンテナで受信した電波から希望の放送信号を
選局し、該選局した放送信号を例えば１０．７ＭＨｚの
ＩＦ倍信号変換して出力する。上記ＩＦ倍信号、例えば
中心周波数ｆｃが１０．７ＭＨｚでかつ通過帯域幅Ｂｗ
が８００ ｋＨｚの特性を有する広帯域のＢＰＦ２を通
されて妨害信号が除去される。広帯域のＢＰＦ２の出力
信号は、第１の演算増幅器３の十人力と、中間周波数（
ｆＩＦ）を中心周波数ｆｃとし、ノツチ帯域幅Ｂｗが例
えば３００ ｋＨｚのノツチフィルタ４の入力とに入力
される。該ノツチフィルタ４は、広帯域のＢＰＦ２を通
過したＩＦ倍信号所望の信号成分を除く信号成分を通過
させる第１のフィルタ手段として働く。
上記ノツチフィルタ４の出力信号は、第１及び第２のＦ
Ｍ検波器５及び６の入力にそれぞれ入力される。第１の
ＭＦ検波器５はｆ□−Δｆ（Δｆ＝３００に七）、例え
ば１０．４ Ｍ七を中心周波数ｆ、とじてＦＭ検波し、
第２のＦＭ検波器６はｆＩ＋Δｆ、例えば１１．０ＭＨ
ｚを中心周波数ｆ０としてＦＭ検波する。上記第１及び
第２のＦＭ検波器５及び６は、上記ノツチフィルタ４を
通過した信号成分をＦＭ検波するＦＭ検波手段として働
く。
Ｍ検波器５及び６の入力にそれぞれ入力される。第１の
ＭＦ検波器５はｆ□−Δｆ（Δｆ＝３００に七）、例え
ば１０．４ Ｍ七を中心周波数ｆ、とじてＦＭ検波し、
第２のＦＭ検波器６はｆＩ＋Δｆ、例えば１１．０ＭＨ
ｚを中心周波数ｆ０としてＦＭ検波する。上記第１及び
第２のＦＭ検波器５及び６は、上記ノツチフィルタ４を
通過した信号成分をＦＭ検波するＦＭ検波手段として働
く。
第１及び第２のＦＭ検波器５及び６の出力信号は、カッ
トオフ周波数が例えば１５０ ｋＨｚの第１及び第２の
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）７及び８をそれぞれ介して
第１及び第２の電圧制御発振器（ＶＣＯ）９及び１０の
入力にそれぞれ入力される。第１及び第２のＶＣＯ９及
び１０は、例えば１０．４ＭＨｚ及び１１．０ＭＨｚを
それぞれ中心周波数としてその入力に印加されるＬＰＦ
５及び６からの信号レベルに応じて発振周波数が変化す
るように動作する。
トオフ周波数が例えば１５０ ｋＨｚの第１及び第２の
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）７及び８をそれぞれ介して
第１及び第２の電圧制御発振器（ＶＣＯ）９及び１０の
入力にそれぞれ入力される。第１及び第２のＶＣＯ９及
び１０は、例えば１０．４ＭＨｚ及び１１．０ＭＨｚを
それぞれ中心周波数としてその入力に印加されるＬＰＦ
５及び６からの信号レベルに応じて発振周波数が変化す
るように動作する。
その結果、第１及び第２のＶＣＯ９及び１０の出力には
、周波数１０．４ＭＨｚ及び１１．０ＭＨｚの搬送波を
第１及び第２のＬＰＦ５及び６の出力信号すなわち隣接
妨害信号のレベルによりＦＭ変調した１ ０．４ Ｍ七
±１５０ｋＨｚ及び１１．０Ｍ七±１５０ｋＨｚのＦＭ
変調信号がそれぞれ出力される。第１及び第２のＶＣＯ
９及び１０の出力信号は、上記第１の演算増幅器３の一
人力と、十人力に第１の演算増幅器３の出力信号が入力
されている第２の演算増幅器１１の一人力とにそれぞれ
入力される。
、周波数１０．４ＭＨｚ及び１１．０ＭＨｚの搬送波を
第１及び第２のＬＰＦ５及び６の出力信号すなわち隣接
妨害信号のレベルによりＦＭ変調した１ ０．４ Ｍ七
±１５０ｋＨｚ及び１１．０Ｍ七±１５０ｋＨｚのＦＭ
変調信号がそれぞれ出力される。第１及び第２のＶＣＯ
９及び１０の出力信号は、上記第１の演算増幅器３の一
人力と、十人力に第１の演算増幅器３の出力信号が入力
されている第２の演算増幅器１１の一人力とにそれぞれ
入力される。
上記第１の演算増幅器３の出力には、広帯域のＢＰＦ２
を通過したＩＦ倍信号ら第１のＶＣＯ９が出力するｌ
Ｏ，４ＭＨｚ±１５０ｋＨｚのＦＭ変調信号を減じた信
号が出力される。また、第２の演算増幅器１１の出力に
は、第１の演算増幅器３の出力信号から第２のＶＣＯＩ
Ｏが出力する１１．ＯＭＨｚ±Ｌ５０ｋＨｚのＦＭ変調
信号を減じた信号が出力される。以上により、上記第１
及び第２の■ＣＯ９及び１０は、上記広帯域のＢＰＦ２
を通過したＩＦ倍信号含まれている隣接妨害信号成分を
、上記第１及び第２のＶＣＯ９及び１０が出力するＦＭ
変調信号により抑圧する隣接妨害信号除去手段として働
く。
を通過したＩＦ倍信号ら第１のＶＣＯ９が出力するｌ
Ｏ，４ＭＨｚ±１５０ｋＨｚのＦＭ変調信号を減じた信
号が出力される。また、第２の演算増幅器１１の出力に
は、第１の演算増幅器３の出力信号から第２のＶＣＯＩ
Ｏが出力する１１．ＯＭＨｚ±Ｌ５０ｋＨｚのＦＭ変調
信号を減じた信号が出力される。以上により、上記第１
及び第２の■ＣＯ９及び１０は、上記広帯域のＢＰＦ２
を通過したＩＦ倍信号含まれている隣接妨害信号成分を
、上記第１及び第２のＶＣＯ９及び１０が出力するＦＭ
変調信号により抑圧する隣接妨害信号除去手段として働
く。
上記第２の演算増幅器器１１の出力信号は第３のＦＭ検
波器１２に人力され、ここでＦＭ検波されたオーディオ
信号に変換され、図示しない増幅器により増幅された後
スピーカに供給される。
波器１２に人力され、ここでＦＭ検波されたオーディオ
信号に変換され、図示しない増幅器により増幅された後
スピーカに供給される。
以上の構成において、広帯域のＢＰＦ２を通過されたＩ
Ｆ倍信号、第１の演算増幅器３において第１のＶＣＯ９
が発生する第２図に示すスペクトラムの１０．４ Ｍセ
±１５０ｋＨｚの信号により、第２の演算増幅器１１に
おいて第２のＶＣＯＩＯが発生する第３図に示すスペク
トラムの１１．０ＭＨｚ±１５０ ｋＨｚの信号により
隣接妨害信号成分がそれぞれ抑圧されて第４図に示すよ
うに減少又は消去されるので、選択度が向上される。ま
た、同図に示すように、１０．７ Ｍセ±１５０ ｋＨ
ｚの所望の信号成分は広帯域のＢＰＦ２しか通されてい
ないので、グループ遅延による位相の回りは最少となり
歪みの悪化は生じることがない。
Ｆ倍信号、第１の演算増幅器３において第１のＶＣＯ９
が発生する第２図に示すスペクトラムの１０．４ Ｍセ
±１５０ｋＨｚの信号により、第２の演算増幅器１１に
おいて第２のＶＣＯＩＯが発生する第３図に示すスペク
トラムの１１．０ＭＨｚ±１５０ ｋＨｚの信号により
隣接妨害信号成分がそれぞれ抑圧されて第４図に示すよ
うに減少又は消去されるので、選択度が向上される。ま
た、同図に示すように、１０．７ Ｍセ±１５０ ｋＨ
ｚの所望の信号成分は広帯域のＢＰＦ２しか通されてい
ないので、グループ遅延による位相の回りは最少となり
歪みの悪化は生じることがない。
なお、上述の実施例では、第１及び第２のＦＭ検波器５
及び６並びに第１及び第２のＶＣＯ９及び１０の動作周
波数は固定となっているが、これらは妨害波の位置に応
じて、Δｆが３００ ｋＨｚであるＡモードと、Δｆが
２００ ｋＨｚであるＢモードとの何れかに下記のよう
に切り換えるようにすることができる。
及び６並びに第１及び第２のＶＣＯ９及び１０の動作周
波数は固定となっているが、これらは妨害波の位置に応
じて、Δｆが３００ ｋＨｚであるＡモードと、Δｆが
２００ ｋＨｚであるＢモードとの何れかに下記のよう
に切り換えるようにすることができる。
なお、第１及び第２のＬＰＦ７及び８のカットオフ周波
数は５０ｋＨｚに固定である。
数は５０ｋＨｚに固定である。
このように構成することにより、２００ｋｌ（ｚ離れた
所に妨害波がある場合にはＢモードを選択して選択度を
向上する。しかし、このときＬＰＦとして理想フィルタ
を作ることができないので、所望の信号成分に影響が出
てしまう。そこで、妨害波が３００ｋｌ（ｚ離れた所に
ある場合には、Ａモードを選択して選択度と歪みの両方
において良好な受信をできるようにする。
所に妨害波がある場合にはＢモードを選択して選択度を
向上する。しかし、このときＬＰＦとして理想フィルタ
を作ることができないので、所望の信号成分に影響が出
てしまう。そこで、妨害波が３００ｋｌ（ｚ離れた所に
ある場合には、Ａモードを選択して選択度と歪みの両方
において良好な受信をできるようにする。
また、第１図の実施例において、第１及び第２のＬＰＦ
７及び日の出力と、第１及び第２の■Ｃ０９及び１０の
入力との間にそれぞれボリュームを挿入し、これらのボ
リュームの調整により第１及び第２のＶＣＯ９及び１０
の周波数偏移量を変化させ、妨害信号の打ち消しをより
完全なものにすることができる。
７及び日の出力と、第１及び第２の■Ｃ０９及び１０の
入力との間にそれぞれボリュームを挿入し、これらのボ
リュームの調整により第１及び第２のＶＣＯ９及び１０
の周波数偏移量を変化させ、妨害信号の打ち消しをより
完全なものにすることができる。
更に、第１及び第２のＶＣＯ９及び１０の出力にボリュ
ームをそれぞれ設け、これらのボリュームの調整により
発振出力レベルを可変して打ち消しをより完全なものに
することができる。
ームをそれぞれ設け、これらのボリュームの調整により
発振出力レベルを可変して打ち消しをより完全なものに
することができる。
更にまた、第１図において、ＢＰＦ２の出力と第１の演
算増幅器３の十人力との間に遅延回路を挿入し、これに
よってノツチフィルタ４及びＬＰＦ７又は８による遅れ
を補正してより完全な打ち消しを可能にすることができ
る。
算増幅器３の十人力との間に遅延回路を挿入し、これに
よってノツチフィルタ４及びＬＰＦ７又は８による遅れ
を補正してより完全な打ち消しを可能にすることができ
る。
また更に、第１及び第２のＶＣＯ９及び１０の出力にス
イッチをそれぞれ設けて妨害信号の打ち消し動作をオン
／オフできるようにし、隣接妨害信号のないときには、
第１及び第２のＶＣＯ９及び１０の出力のスイッチをオ
フにして広帯域のＢＰＦ２を通過した信号をそのままＦ
Ｍ検波し、より良好な受信を可能にすることができる。
イッチをそれぞれ設けて妨害信号の打ち消し動作をオン
／オフできるようにし、隣接妨害信号のないときには、
第１及び第２のＶＣＯ９及び１０の出力のスイッチをオ
フにして広帯域のＢＰＦ２を通過した信号をそのままＦ
Ｍ検波し、より良好な受信を可能にすることができる。
この構成は上述したＡモード及びＢモードと組み合わせ
てＯＦＦモード、Ａモード及びＢモードの切り換えを行
うようにすることができる。
てＯＦＦモード、Ａモード及びＢモードの切り換えを行
うようにすることができる。
このＯＦＦモードを自動的に行えるようにするため、上
記第１及び第２のＦＭ検波器５及び６にアンロツタ検出
機能を付加し、ＦＭ検波器５，６がアンロックのときに
ＶＣＯ９，１０の出力をそれぞれオフするようにするこ
とができる。
記第１及び第２のＦＭ検波器５及び６にアンロツタ検出
機能を付加し、ＦＭ検波器５，６がアンロックのときに
ＶＣＯ９，１０の出力をそれぞれオフするようにするこ
とができる。
なお、上述の動作を高速のデジタル信号処理回路により
デジタル的に行うようにすることも可能である。
デジタル的に行うようにすることも可能である。
また、上述のＬＰＦは位相フィルタの役目もはたしてよ
い。
い。
〔効果］
以上説明したように本発明によれば、所望の信号成分が
狭帯域のフィルタ手段を通過されることなく隣接妨害信
号成分が抑圧されているので、グループ遅延による位相
回りが最少となり歪みの悪化は生じることがなく、所望
信号に歪みを生じさせることなく選択度の向上を図るこ
とができる。
狭帯域のフィルタ手段を通過されることなく隣接妨害信
号成分が抑圧されているので、グループ遅延による位相
回りが最少となり歪みの悪化は生じることがなく、所望
信号に歪みを生じさせることなく選択度の向上を図るこ
とができる。
第１図は本発明による受信機の中間周波回路の一実施例
を示すブロック図、 第２図及び第３図は第１図中の第１及び第２のＶＣＯの
出力信号のスペクトラムを示す図、 第４図は第１図の回路により隣接妨害信号の除去の様子
を示す図である。 ４・・・フィルタ手段（ノツチフィルタ）、７，８・・
・ＦＭ検波手段（第１．第２のＦＭ検波器）、９．１０
・・・周波数変調手段（第１．第２のＶＣＯ）、３．１
１・・・隣接妨害信号除去手段（第１．第２の演算増幅
器）。
を示すブロック図、 第２図及び第３図は第１図中の第１及び第２のＶＣＯの
出力信号のスペクトラムを示す図、 第４図は第１図の回路により隣接妨害信号の除去の様子
を示す図である。 ４・・・フィルタ手段（ノツチフィルタ）、７，８・・
・ＦＭ検波手段（第１．第２のＦＭ検波器）、９．１０
・・・周波数変調手段（第１．第２のＶＣＯ）、３．１
１・・・隣接妨害信号除去手段（第１．第２の演算増幅
器）。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 中間周波信号の所望の信号成分を除く信号成分を通過さ
せるフィルタ手段と、 該フィルタ手段を通過した信号成分をＦＭ検波するＦＭ
検波手段と、 該ＦＭ検波手段の出力信号を変調信号として隣接妨害信
号の周波数に相当する周波数の搬送波を周波数変調する
周波数変調手段と、 前記中間周波信号に含まれている隣接妨害信号成分を、
前記周波数変調手段が出力する周波数変調信号により抑
圧する隣接妨害信号除去手段とを備える、 ことを特徴とする受信機の中間周波回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12427789A JPH02305121A (ja) | 1989-05-19 | 1989-05-19 | 受信機の中間周波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12427789A JPH02305121A (ja) | 1989-05-19 | 1989-05-19 | 受信機の中間周波回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02305121A true JPH02305121A (ja) | 1990-12-18 |
Family
ID=14881358
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12427789A Pending JPH02305121A (ja) | 1989-05-19 | 1989-05-19 | 受信機の中間周波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02305121A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015046865A (ja) * | 2013-08-01 | 2015-03-12 | 日本無線株式会社 | 干渉波レプリカ生成回路及び干渉波抑圧回路 |
-
1989
- 1989-05-19 JP JP12427789A patent/JPH02305121A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015046865A (ja) * | 2013-08-01 | 2015-03-12 | 日本無線株式会社 | 干渉波レプリカ生成回路及び干渉波抑圧回路 |
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