JPH0230897Y2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0230897Y2 JPH0230897Y2 JP9184580U JP9184580U JPH0230897Y2 JP H0230897 Y2 JPH0230897 Y2 JP H0230897Y2 JP 9184580 U JP9184580 U JP 9184580U JP 9184580 U JP9184580 U JP 9184580U JP H0230897 Y2 JPH0230897 Y2 JP H0230897Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- ultra
- high frequency
- matching circuit
- transistor
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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- Amplifiers (AREA)
- Waveguide Connection Structure (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案は超高周波トランジスタを用いた多段構
成広帯域増幅器に関し、特に、超広帯域化を実現
する段間回路の改良に関する。
成広帯域増幅器に関し、特に、超広帯域化を実現
する段間回路の改良に関する。
光通信、同軸PCM通信などの進展により数
Gbit／secの超高速データ信号速度のパルス信号
を増幅する超広帯域増幅器が必要となりつつあ
る。このような超広帯域増幅に適した半導体デバ
イスとして、砒化ガリウム（GaAs）を素材とす
るような、電界効果トランジスタ（FET）が考
えられる。1μｍ程度のゲート長を持つGaAs電界
効果トランジスタはカツトオフ周波数が数十ＧHz
であり、10GHz程度の高域遮断周波数を持つ超広
帯域増幅器を実現できる可能性をもつている。こ
の種の増幅器の典形的な応用として上記各種送受
信機の前置増幅器、主増幅器あるいは半導体レー
ザダイオード駆動増幅器等が挙げられる。これら
の増幅器に要求される電気的特性として、数十〜
数百ＫHz（場合によつては直流）から数〜十数Ｇ
Hzにわたつて一定の所定利得を実現することが求
められる。
Gbit／secの超高速データ信号速度のパルス信号
を増幅する超広帯域増幅器が必要となりつつあ
る。このような超広帯域増幅に適した半導体デバ
イスとして、砒化ガリウム（GaAs）を素材とす
るような、電界効果トランジスタ（FET）が考
えられる。1μｍ程度のゲート長を持つGaAs電界
効果トランジスタはカツトオフ周波数が数十ＧHz
であり、10GHz程度の高域遮断周波数を持つ超広
帯域増幅器を実現できる可能性をもつている。こ
の種の増幅器の典形的な応用として上記各種送受
信機の前置増幅器、主増幅器あるいは半導体レー
ザダイオード駆動増幅器等が挙げられる。これら
の増幅器に要求される電気的特性として、数十〜
数百ＫHz（場合によつては直流）から数〜十数Ｇ
Hzにわたつて一定の所定利得を実現することが求
められる。
通常超高周波用GaAsFETは、１〜2GHz程度
以下の周波数帯ではＳマトリツクスにおける入力
端子入射波と出力端子透過波の絶対値｜S21｜が
一定の値を持ち、１〜2GHz程度以上の周波数帯
ではおおむね−6dB／OCT、で変化する｜S21｜
を持つ。したがつて低い周波数帯で通常行なわれ
る抵抗による整合回路を前記GaAsFETに適応し
ても、利得一定の帯域の上限は〜2GHz以上には
ならない。従来このようなGaAsFET増幅器の広
帯域化のためには、低い周波数帯で負帰還をかけ
て、低周波帯での利得を殺し、利得一定の帯域を
広げることが行なわれている。しかしながらこの
方法では負帰還のかかつていない帯域上限の周波
数においても、FETが最大有能利得を持つ条件
を満足することに対する考慮は全くはらわれてい
ない。したがつて素材本来のもつ最大の利得が得
られない。
以下の周波数帯ではＳマトリツクスにおける入力
端子入射波と出力端子透過波の絶対値｜S21｜が
一定の値を持ち、１〜2GHz程度以上の周波数帯
ではおおむね−6dB／OCT、で変化する｜S21｜
を持つ。したがつて低い周波数帯で通常行なわれ
る抵抗による整合回路を前記GaAsFETに適応し
ても、利得一定の帯域の上限は〜2GHz以上には
ならない。従来このようなGaAsFET増幅器の広
帯域化のためには、低い周波数帯で負帰還をかけ
て、低周波帯での利得を殺し、利得一定の帯域を
広げることが行なわれている。しかしながらこの
方法では負帰還のかかつていない帯域上限の周波
数においても、FETが最大有能利得を持つ条件
を満足することに対する考慮は全くはらわれてい
ない。したがつて素材本来のもつ最大の利得が得
られない。
また、別の広帯域化の方法としてピーキングを
使う方法がある。この方法でも増幅器設計の中心
は低い周波数帯にあり、大幅に帯域を上に伸ばす
ことはできない。従来、前述した超広帯域増幅器
の設計は、前記２つの方法のどちらか一方又は両
者の組み合せにより行なわれており、カツトオフ
周波数、数十ＧHzを有するGaAsFET素子本来の
特性を十分に引き出していなかつた。
使う方法がある。この方法でも増幅器設計の中心
は低い周波数帯にあり、大幅に帯域を上に伸ばす
ことはできない。従来、前述した超広帯域増幅器
の設計は、前記２つの方法のどちらか一方又は両
者の組み合せにより行なわれており、カツトオフ
周波数、数十ＧHzを有するGaAsFET素子本来の
特性を十分に引き出していなかつた。
一方、マイクロ波帯の増幅器を設計する場合に
は最大有能利得を実現するように抵抗を含まない
無損失回路を用いたインピーダンス整合が行なわ
れる。この場合整合回路の段数に制約があるのと
同時に、回路素子にキヤパシタ、インダクタおよ
び分布定数線路等の周波数に依つてインピーダン
スが変化するものを用いるために帯域は、余り広
くとれず、広帯域のものでも１〜３オクターブ程
度である。前にも述べたようにパルス増幅するた
めには低域遮断周波数は一般に数百ＫHz程度以下
である必要があり、マイクロ波帯で１〜３オクタ
ーブ程度の帯域しか持たない増幅器ではパルス増
幅には適さない。
は最大有能利得を実現するように抵抗を含まない
無損失回路を用いたインピーダンス整合が行なわ
れる。この場合整合回路の段数に制約があるのと
同時に、回路素子にキヤパシタ、インダクタおよ
び分布定数線路等の周波数に依つてインピーダン
スが変化するものを用いるために帯域は、余り広
くとれず、広帯域のものでも１〜３オクターブ程
度である。前にも述べたようにパルス増幅するた
めには低域遮断周波数は一般に数百ＫHz程度以下
である必要があり、マイクロ波帯で１〜３オクタ
ーブ程度の帯域しか持たない増幅器ではパルス増
幅には適さない。
本考案の目的は前記欠点を伴なわない、素子本
来の広帯域特性を最大限引き出せる、パルス増幅
用の広帯域トランジスタ増幅器を提供することに
ある。
来の広帯域特性を最大限引き出せる、パルス増幅
用の広帯域トランジスタ増幅器を提供することに
ある。
本考案によれば、超高周波トランジスタを用い
た多段構成広帯域増幅器において、RF短絡用コ
ンデンサと直流電力供給用端子とを一端に備えた
抵抗をその先端に備えて該抵抗よりその特性イン
ピーダンスが大きくその線路長が所定の超高周波
に対して４分の１波長であるところの分岐伝送線
路、および超高周波帯に対してのみ作用するイン
ピーダンス整合回路を、超高周波トランジスタの
段間回路に備えて、前記超高周波トランジスタの
｜S21｜が一定値を示す低周波数域においては前
記超高周波トランジスタの負荷インピーダンスが
前記抵抗により決まり、前記｜S21｜が周波数と
共に減少する高周波数域においては前記インピー
ダンス整合回路により特性が決まるところの、利
得周波数特性を超広帯域化したことを特徴とする
広帯域トランジスタ増幅器で得られる。
た多段構成広帯域増幅器において、RF短絡用コ
ンデンサと直流電力供給用端子とを一端に備えた
抵抗をその先端に備えて該抵抗よりその特性イン
ピーダンスが大きくその線路長が所定の超高周波
に対して４分の１波長であるところの分岐伝送線
路、および超高周波帯に対してのみ作用するイン
ピーダンス整合回路を、超高周波トランジスタの
段間回路に備えて、前記超高周波トランジスタの
｜S21｜が一定値を示す低周波数域においては前
記超高周波トランジスタの負荷インピーダンスが
前記抵抗により決まり、前記｜S21｜が周波数と
共に減少する高周波数域においては前記インピー
ダンス整合回路により特性が決まるところの、利
得周波数特性を超広帯域化したことを特徴とする
広帯域トランジスタ増幅器で得られる。
本考案による広帯域トランジスタ増幅器におい
てはRF短絡用コンデンサと直流電力供給用端子
とを一端に備えた抵抗をその先端に備えて該抵抗
よりその特性インピーダンスが大きくその線路長
が所定の超高周波数に対して４分の１波長である
ところの分岐伝送線路、および超高周波帯に対し
てのみ作用するインピーダンス整合回路を、超高
周波トランジスタの段間回路に備えているため、
利得に余裕のある低い周波数帯では該抵抗により
前段のトランジスタの負荷を決めることができ、
超高周波帯では該抵抗が前記伝送線路によつて高
インピーダンスに変換されるので整合は主とし
て、前記超高周波帯に対してのみ作用するインピ
ーダンス整合回路により行なわれるため、トラン
ジスタのもつ最大有能利得を無損失回路によつて
実現することが可能となり、利得・周波数特性の
超広帯域化が実現できる。
てはRF短絡用コンデンサと直流電力供給用端子
とを一端に備えた抵抗をその先端に備えて該抵抗
よりその特性インピーダンスが大きくその線路長
が所定の超高周波数に対して４分の１波長である
ところの分岐伝送線路、および超高周波帯に対し
てのみ作用するインピーダンス整合回路を、超高
周波トランジスタの段間回路に備えているため、
利得に余裕のある低い周波数帯では該抵抗により
前段のトランジスタの負荷を決めることができ、
超高周波帯では該抵抗が前記伝送線路によつて高
インピーダンスに変換されるので整合は主とし
て、前記超高周波帯に対してのみ作用するインピ
ーダンス整合回路により行なわれるため、トラン
ジスタのもつ最大有能利得を無損失回路によつて
実現することが可能となり、利得・周波数特性の
超広帯域化が実現できる。
以下、本考案の詳細を図面を用いて説明する。
図は本考案の一実施例であるところの
GaAsFETを用いた超広帯域トランジスタ増幅器
の段間回路の等価回路図である。図においてソー
ス接地された第一のGaAsFET１のドレイン電極
２は、第一のRF短絡用大容量コンデンサ６と直
流電力供給用端子１０とを一端に備えた70Ωの抵
抗５をその先端に備えた、アルミナ基板上に形成
された特性インピーダンス100Ωで長さが５mmの
マイクロストリツプ線路からなる分岐伝送線路４
に接続され、該ドレイン電極２と第二のソース接
地GaAsFET８のゲート電極９の間には、アルミ
ナ基板上に形成された特性インピーダンス33Ωで
長さ5.6mmの伝送線路３と第二の直流阻止用大容
量コンデンサ７が設けられている。前記第一の
GaAsFET１には入力整合回路１１、前記第二の
GaAsFET８には出力整合回路１２が設けられて
いる。主線路からマイクロストリツプ線路４の方
を見込んだインピーダンスＺは Ｚ＝Zo・Ｒ＋jZotanβl／Zo＋jRtanβl ただし、Zoはマイクロストリツプ線路４の特
性インピーダンスで100Ω、ｌはその線路長で５
mm、βは位相定数である。Ｒは抵抗５で70Ωであ
る。
GaAsFETを用いた超広帯域トランジスタ増幅器
の段間回路の等価回路図である。図においてソー
ス接地された第一のGaAsFET１のドレイン電極
２は、第一のRF短絡用大容量コンデンサ６と直
流電力供給用端子１０とを一端に備えた70Ωの抵
抗５をその先端に備えた、アルミナ基板上に形成
された特性インピーダンス100Ωで長さが５mmの
マイクロストリツプ線路からなる分岐伝送線路４
に接続され、該ドレイン電極２と第二のソース接
地GaAsFET８のゲート電極９の間には、アルミ
ナ基板上に形成された特性インピーダンス33Ωで
長さ5.6mmの伝送線路３と第二の直流阻止用大容
量コンデンサ７が設けられている。前記第一の
GaAsFET１には入力整合回路１１、前記第二の
GaAsFET８には出力整合回路１２が設けられて
いる。主線路からマイクロストリツプ線路４の方
を見込んだインピーダンスＺは Ｚ＝Zo・Ｒ＋jZotanβl／Zo＋jRtanβl ただし、Zoはマイクロストリツプ線路４の特
性インピーダンスで100Ω、ｌはその線路長で５
mm、βは位相定数である。Ｒは抵抗５で70Ωであ
る。
アルミナ基板マイクロストリツプ線路の波長短
縮率を2.5とすると6GHz近傍でtanβl＞＞100とな
り ＺZo2／Ｒ となる。したがつてZo＞Ｒにマイクロストリツ
プ線路４の特性インピーダンスを選び、その線路
長さ超高周波周波数pに対してほぼ1/4波長に選
ぶと、p近傍でＺはＲに対して十分大きくするこ
とができ主線路に対するＲの影響を小さくするこ
とができる。このようにＲの主線路に与える影響
が小さい周波数域では整合は主としてマイクロス
トリツプ線路３のみによつて行うことができ、無
損失回路による整合を行うことができる。一方
tanβl０となるような周波数では Ｚ＝Ｒ となる。またマイクロストリツプ線路３も短絡回
路として働く。このような周波数帯では
GaAsFET８のインピーダンスは50Ωに比べて充
分大きくなるから、GaAsFET１の負荷抵抗はＲ
となる。
縮率を2.5とすると6GHz近傍でtanβl＞＞100とな
り ＺZo2／Ｒ となる。したがつてZo＞Ｒにマイクロストリツ
プ線路４の特性インピーダンスを選び、その線路
長さ超高周波周波数pに対してほぼ1/4波長に選
ぶと、p近傍でＺはＲに対して十分大きくするこ
とができ主線路に対するＲの影響を小さくするこ
とができる。このようにＲの主線路に与える影響
が小さい周波数域では整合は主としてマイクロス
トリツプ線路３のみによつて行うことができ、無
損失回路による整合を行うことができる。一方
tanβl０となるような周波数では Ｚ＝Ｒ となる。またマイクロストリツプ線路３も短絡回
路として働く。このような周波数帯では
GaAsFET８のインピーダンスは50Ωに比べて充
分大きくなるから、GaAsFET１の負荷抵抗はＲ
となる。
このような本実施例によれば低域遮断周波数か
ら6GHz程度まで一定の利得をもつ超広帯域増幅
器の段間回路が実現される。
ら6GHz程度まで一定の利得をもつ超広帯域増幅
器の段間回路が実現される。
なお、本実施例においては段間の超高周波用整
合回路にはマイクロストリツプ線路を用いたが、
整合回路はこれに限らず集中定数低域通過型整合
回路等超高周波帯に対してのみ作用するインピー
ダンス整合回路であれば何でもよい。
合回路にはマイクロストリツプ線路を用いたが、
整合回路はこれに限らず集中定数低域通過型整合
回路等超高周波帯に対してのみ作用するインピー
ダンス整合回路であれば何でもよい。
図は本考案の一実施例であるところの砒化ガリ
ウム電界効果トランジスタを用いた超広帯域トラ
ンジスタ増幅器の段間回路の等価回路図である。
図において１および８はソース接地GaAsFET、
３および４はマイクロストリツプ線路、６および
７はRF短絡コンデンサ、５は抵抗、２はドレイ
ン電極、９はゲート電極、１０は直流電力供給端
子、１１はGaAsFET１の入力整合回路、１２は
GaAsFET２の出力整合回路である。
ウム電界効果トランジスタを用いた超広帯域トラ
ンジスタ増幅器の段間回路の等価回路図である。
図において１および８はソース接地GaAsFET、
３および４はマイクロストリツプ線路、６および
７はRF短絡コンデンサ、５は抵抗、２はドレイ
ン電極、９はゲート電極、１０は直流電力供給端
子、１１はGaAsFET１の入力整合回路、１２は
GaAsFET２の出力整合回路である。
Claims (1)
- 超高周波トランジスタを用いた多段構成広帯域
増幅器において、RF短絡用コンデンサと直流電
力供給用端子とを一端に備えた抵抗をその先端に
備えて該抵抗よりその特性インピーダンスが大き
くその線路長が所定の超高周波数に対して４分の
１波長であるところの分岐伝送線路、および超高
周波帯に対してのみ作用するインピーダンス整合
回路を、超高周波トランジスタの段間回路に備え
て、前記超高周波トランジスタの｜S21｜（Ｓマト
リツクスにおける入力端子入射波と出力端子透過
波との比の絶対値）が一定値を示す低周波数域に
おいては前記超高周波トランジスタの負荷インピ
ーダンスが前記抵抗により決まり、前記｜S21｜
が周波数と共に減少する高周波数域においては前
記インピーダンス整合回路により特性が決まると
ころの、利得周波数特性を超広帯域化したことを
特徴とする広帯域トランジスタ増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9184580U JPH0230897Y2 (ja) | 1980-06-30 | 1980-06-30 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9184580U JPH0230897Y2 (ja) | 1980-06-30 | 1980-06-30 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5715510U JPS5715510U (ja) | 1982-01-26 |
| JPH0230897Y2 true JPH0230897Y2 (ja) | 1990-08-21 |
Family
ID=29453813
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9184580U Expired JPH0230897Y2 (ja) | 1980-06-30 | 1980-06-30 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0230897Y2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0652866B2 (ja) * | 1985-11-01 | 1994-07-06 | 富士通株式会社 | 高速半導体装置の実装方法 |
-
1980
- 1980-06-30 JP JP9184580U patent/JPH0230897Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5715510U (ja) | 1982-01-26 |
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