JPH0239199B2 - - Google Patents
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- JPH0239199B2 JPH0239199B2 JP58185807A JP18580783A JPH0239199B2 JP H0239199 B2 JPH0239199 B2 JP H0239199B2 JP 58185807 A JP58185807 A JP 58185807A JP 18580783 A JP18580783 A JP 18580783A JP H0239199 B2 JPH0239199 B2 JP H0239199B2
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- signal
- resistor
- switch
- comparator
- load
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current
- H02P7/18—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power
- H02P7/24—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices
- H02P7/28—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual DC dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/08—Reluctance motors
- H02P25/092—Converters specially adapted for controlling reluctance motors
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Stepping Motors (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は可変リラクタンス型電動機等の誘導性
負荷の駆動に適する駆動装置に関する。
負荷の駆動に適する駆動装置に関する。
可変リラクタンス型電動機は回転子と複数対の
誘導性固定子巻線とを備えたブラシレス電動機で
ある。磁気抵抗が最小の点の方向に、一対の固定
子巻線を流れる電流の量に比例する大きさのトル
クが回転子に加わる。可変リラクタンス型電動機
では回転子のトルク、回転速度および回転方向は
選定した固定子対を流れる電流により制御され
る。
誘導性固定子巻線とを備えたブラシレス電動機で
ある。磁気抵抗が最小の点の方向に、一対の固定
子巻線を流れる電流の量に比例する大きさのトル
クが回転子に加わる。可変リラクタンス型電動機
では回転子のトルク、回転速度および回転方向は
選定した固定子対を流れる電流により制御され
る。
従来の可変リラクタンス型電動機は選定した固
定子対を流れる電流の量を充電状態と放電状態と
を交互に繰り返すことにより電機子の回転を制御
するための制御回路を具備している。充電状態で
は、所定の電圧レベルになるか、それより少し大
きくなるまで選定した巻線対に電圧を印加する。
次に選定した固定子巻線対に逆電圧を加えて巻線
を流れる電流を放出する。したがつて、所要の電
流を巻線に流しつづけるために従来の制御回路は
充電状態と放電状態とを交互に繰返さなければな
らない。その結果、実際の電流は発生する三角状
電流リツプルを平均したものになる。この巻線電
流のリツプルは回転子のトルクを変動させ且つ電
磁的音響的雑音を発生するという欠点があつた。
定子対を流れる電流の量を充電状態と放電状態と
を交互に繰り返すことにより電機子の回転を制御
するための制御回路を具備している。充電状態で
は、所定の電圧レベルになるか、それより少し大
きくなるまで選定した巻線対に電圧を印加する。
次に選定した固定子巻線対に逆電圧を加えて巻線
を流れる電流を放出する。したがつて、所要の電
流を巻線に流しつづけるために従来の制御回路は
充電状態と放電状態とを交互に繰返さなければな
らない。その結果、実際の電流は発生する三角状
電流リツプルを平均したものになる。この巻線電
流のリツプルは回転子のトルクを変動させ且つ電
磁的音響的雑音を発生するという欠点があつた。
本発明の一実施例に於ては三状態誘導性負荷駆
動装置を使用して可変リラクタンス型電動機の各
固定子巻線対を流れる電流を制御している。充電
状態では駆動装置は所要の電流レベルになるまで
巻線対に正の電圧を印加する。放電状態では電流
レベルが所要レベルに落ちるまで巻線に逆電圧を
印加する。充電状態と放電状態との間にアイドル
状態があり、このとき巻線は短絡している。短絡
された理想的インダクタンスを流れる電流は一定
であるから、アイドル状態の期間ではごく僅かな
抵抗性損失により減衰する場合以外は巻線電流は
一定である。このように、最小限の電流リツプル
があるだけで所要電流レベルが得られ、この状態
を維持できる。更に、回路はほとんど複雑になら
ず低い電圧で動作すると共に高能率である。
動装置を使用して可変リラクタンス型電動機の各
固定子巻線対を流れる電流を制御している。充電
状態では駆動装置は所要の電流レベルになるまで
巻線対に正の電圧を印加する。放電状態では電流
レベルが所要レベルに落ちるまで巻線に逆電圧を
印加する。充電状態と放電状態との間にアイドル
状態があり、このとき巻線は短絡している。短絡
された理想的インダクタンスを流れる電流は一定
であるから、アイドル状態の期間ではごく僅かな
抵抗性損失により減衰する場合以外は巻線電流は
一定である。このように、最小限の電流リツプル
があるだけで所要電流レベルが得られ、この状態
を維持できる。更に、回路はほとんど複雑になら
ず低い電圧で動作すると共に高能率である。
第１図は本発明の一実施例の駆動装置を３台備
えた電動機のブロツク図である。
えた電動機のブロツク図である。
駆動装置１３の各々は電動機部１１の一つの固
定子巻線対（AA、BB、CC）に接続されていて
巻線電流を制御し、これにより電動機のトルク、
回転数、および位置を制御する。
定子巻線対（AA、BB、CC）に接続されていて
巻線電流を制御し、これにより電動機のトルク、
回転数、および位置を制御する。
第２図は駆動装置１３のブロツク図である。ブ
リツジ２１には２個の電子スイツチ（ダーリント
ントランジスタ対）３３と３５があり電源２９か
ら負荷３７に加えられる電圧を制御している。負
荷３７を流れる電流を抵抗器３９と検知回路２３
とで検知しこの情報は二つの比較回路２５と２７
とが２個のスイツチ３３と３５とを選択的に開閉
するのに使用される。
リツジ２１には２個の電子スイツチ（ダーリント
ントランジスタ対）３３と３５があり電源２９か
ら負荷３７に加えられる電圧を制御している。負
荷３７を流れる電流を抵抗器３９と検知回路２３
とで検知しこの情報は二つの比較回路２５と２７
とが２個のスイツチ３３と３５とを選択的に開閉
するのに使用される。
＋40Vの大電流電源２９は、たとえば容量
270μF耐圧75Vのコンデンサから構成されるフイ
ルタコンデンサ４３に接続されている。ダイオー
ド４１は、電流容量６Ａのシリコン素子から構成
されるものであるが、電源２９を検知抵抗器３９
を介して負荷３７に接続する。検知抵抗器３９
も、テキサスインスツルメンツ社のTIP−101型
ダーリントントランジスタ対等の高利得大電流素
子から成るスイツチ３５のコレクタ・エミツタの
径路を通つて接地されている。電源２９はスイツ
チ３３により負荷３７に接続され、ダイオード４
５は負荷３７を接地する。スイツチ３３はテキサ
スインスツルメンツ社のTIP−106型ダーリント
ントランジスタ対等の高利得大電流から構成さ
れ、ダイオード４５は3Aのシリコン素子から構
成されている。負荷３７は、任意の誘導性素子で
よく、ここでは第１図に示した可変リラクタンス
型電動機部１１の巻線対として述べる。負荷３７
はスイツチ３３のコレクタからスイツチ３５のコ
レクタに接続されている。検知抵抗器３９は、こ
こでは１Ω、５ワツトの抵抗器であり、負荷３７
とスイツチ３５のコレクタとの間に接続される。
270μF耐圧75Vのコンデンサから構成されるフイ
ルタコンデンサ４３に接続されている。ダイオー
ド４１は、電流容量６Ａのシリコン素子から構成
されるものであるが、電源２９を検知抵抗器３９
を介して負荷３７に接続する。検知抵抗器３９
も、テキサスインスツルメンツ社のTIP−101型
ダーリントントランジスタ対等の高利得大電流素
子から成るスイツチ３５のコレクタ・エミツタの
径路を通つて接地されている。電源２９はスイツ
チ３３により負荷３７に接続され、ダイオード４
５は負荷３７を接地する。スイツチ３３はテキサ
スインスツルメンツ社のTIP−106型ダーリント
ントランジスタ対等の高利得大電流から構成さ
れ、ダイオード４５は3Aのシリコン素子から構
成されている。負荷３７は、任意の誘導性素子で
よく、ここでは第１図に示した可変リラクタンス
型電動機部１１の巻線対として述べる。負荷３７
はスイツチ３３のコレクタからスイツチ３５のコ
レクタに接続されている。検知抵抗器３９は、こ
こでは１Ω、５ワツトの抵抗器であり、負荷３７
とスイツチ３５のコレクタとの間に接続される。
演算増幅器（オペアンプ）５１は、たとえば、
ナシヨナルセミコンダクタ社製LF356H型演算増
幅器から成るものであるが、検知抵抗器３９の両
端にかかる差電圧を受ける。抵抗器３９の一端は
抵抗器５３を介してオペアンプ５１の反転入力端
子に接続される。抵抗器３９の他端は抵抗器５５
を介して、オペアンプ５１の非反転入力端子に接
続される。オペアンプ５１へのフイードバツク回
路は抵抗器５７，５９，６１，６３および６５に
よつて構成されている。第２図に示す回路では、
抵抗器５３と５５とは15KΩの抵抗器、抵抗器５
７，５９，６１および６５は21KΩの抵抗器、抵
抗器６３は500Ωの抵抗器である。
ナシヨナルセミコンダクタ社製LF356H型演算増
幅器から成るものであるが、検知抵抗器３９の両
端にかかる差電圧を受ける。抵抗器３９の一端は
抵抗器５３を介してオペアンプ５１の反転入力端
子に接続される。抵抗器３９の他端は抵抗器５５
を介して、オペアンプ５１の非反転入力端子に接
続される。オペアンプ５１へのフイードバツク回
路は抵抗器５７，５９，６１，６３および６５に
よつて構成されている。第２図に示す回路では、
抵抗器５３と５５とは15KΩの抵抗器、抵抗器５
７，５９，６１および６５は21KΩの抵抗器、抵
抗器６３は500Ωの抵抗器である。
比較器７１は、ナシヨナルセミコンダクタ社製
LM311H型で構成することができる。抵抗器７
３，７５から成る抵抗分割器を介してオペアンプ
５１および電源８５の出力が比較器７１の反転入
力端子へ入力される。比較器７１の非反転入力端
子は、抵抗器８３，１１３とを含む抵抗分割器に
より、入力１１１で与えられる電圧を受ける。比
較器７１への正のフイードバツクは抵抗器８１を
通して行われる。比較器７１の出力端子７は抵抗
器７７を介して電源７９に接続される。第２図に
示した回路では、比較器７１のピン５と６とは共
に結ばれピン１は接地されている。電源８５は−
15Vに設定されており、抵抗器７３は5KΩ、抵
抗器７５は300Ω、抵抗器８３は4.5KΩ、抵抗器
１１３は2KΩ、抵抗器８１は196KΩ、抵抗器７
７は350Ωの抵抗器であり、電源７９は＋5Vに設
定されている。この結果比較器７１の出力電圧は
0Vから＋5Vまで変化する。
LM311H型で構成することができる。抵抗器７
３，７５から成る抵抗分割器を介してオペアンプ
５１および電源８５の出力が比較器７１の反転入
力端子へ入力される。比較器７１の非反転入力端
子は、抵抗器８３，１１３とを含む抵抗分割器に
より、入力１１１で与えられる電圧を受ける。比
較器７１への正のフイードバツクは抵抗器８１を
通して行われる。比較器７１の出力端子７は抵抗
器７７を介して電源７９に接続される。第２図に
示した回路では、比較器７１のピン５と６とは共
に結ばれピン１は接地されている。電源８５は−
15Vに設定されており、抵抗器７３は5KΩ、抵
抗器７５は300Ω、抵抗器８３は4.5KΩ、抵抗器
１１３は2KΩ、抵抗器８１は196KΩ、抵抗器７
７は350Ωの抵抗器であり、電源７９は＋5Vに設
定されている。この結果比較器７１の出力電圧は
0Vから＋5Vまで変化する。
比較器７１の出力端子７はまたトランジスタ４
９のベースに接続されている。このトランジスタ
は周知の高電圧降伏スイツチトランジスタから構
成できる。トランジスタ４９のコレクタは、第２
図の回路では140Ωの抵抗器４７を介して電源２
９に接続されており、またスイツチ３３のベース
にも接続されている。トランジスタ４９のエミツ
タは抵抗器３１を経由して接地されている。抵抗
器３１は200Ωの抵抗器でよい。このように、比
較器７１の出力電圧が低レベル（0V）のときは、
トランジスタ４９はオフになりスイツチ３３は抵
抗器４７によりオフ（開）になる。逆に、比較器
７１の出力が高レベル（＋5V）のときは、トラ
ンジスタ４９はオンになりスイツチ３３はオン
（閉）になる。
９のベースに接続されている。このトランジスタ
は周知の高電圧降伏スイツチトランジスタから構
成できる。トランジスタ４９のコレクタは、第２
図の回路では140Ωの抵抗器４７を介して電源２
９に接続されており、またスイツチ３３のベース
にも接続されている。トランジスタ４９のエミツ
タは抵抗器３１を経由して接地されている。抵抗
器３１は200Ωの抵抗器でよい。このように、比
較器７１の出力電圧が低レベル（0V）のときは、
トランジスタ４９はオフになりスイツチ３３は抵
抗器４７によりオフ（開）になる。逆に、比較器
７１の出力が高レベル（＋5V）のときは、トラ
ンジスタ４９はオンになりスイツチ３３はオン
（閉）になる。
比較器９１（これはナシヨナルセミコンダクタ
のLM311H型素子でよい）の非反転入力端子は
オペアンプ５１の出力に接続される。比較器９１
の反転入力端子は4.5KΩの抵抗器９５を経由し
て入力端子１１１に接続されている。比較器９１
の反転入力端子は、たとえば750KΩの抵抗器９
７を介して−15Vの電源８５′にも接続されてい
る。比較器９１の負帰還は抵抗器９３によつて行
われる。比較器９１の出力端子１′は抵抗器１０
１を介して電源１０３に接続されるとともに抵抗
器９９を介してスイツチ３５のベースにも接続さ
れる。第２図に示す回路では、抵抗器９３は
150KΩ、抵抗器９９は400Ω、抵抗器１０１は
1KΩの抵抗器であり、電源１０３は−5Vに設定
されている。更に、比較器９１のピン５′と６′と
は共に結ばれており、ピン７′は電源７９に接続
しており、出力はピン１から取り出される。この
ような結線により比較器９１は＋5Vから−5Vま
で変化し得る反転出力を数ＫHzの速さで発生す
る。
のLM311H型素子でよい）の非反転入力端子は
オペアンプ５１の出力に接続される。比較器９１
の反転入力端子は4.5KΩの抵抗器９５を経由し
て入力端子１１１に接続されている。比較器９１
の反転入力端子は、たとえば750KΩの抵抗器９
７を介して−15Vの電源８５′にも接続されてい
る。比較器９１の負帰還は抵抗器９３によつて行
われる。比較器９１の出力端子１′は抵抗器１０
１を介して電源１０３に接続されるとともに抵抗
器９９を介してスイツチ３５のベースにも接続さ
れる。第２図に示す回路では、抵抗器９３は
150KΩ、抵抗器９９は400Ω、抵抗器１０１は
1KΩの抵抗器であり、電源１０３は−5Vに設定
されている。更に、比較器９１のピン５′と６′と
は共に結ばれており、ピン７′は電源７９に接続
しており、出力はピン１から取り出される。この
ような結線により比較器９１は＋5Vから−5Vま
で変化し得る反転出力を数ＫHzの速さで発生す
る。
第２図に示した回路の動作は、それぞれ充電、
アイドル、放電の各状態のときのブリツジ２１内
の電流経路を示す第３Ａ図〜第３Ｃ図を参照すれ
ば一層理解しやすいであろう。第１図の電動機部
１１の固定子巻線の中の１対である誘導性負荷３
７の電流と電圧の関係は微分方程式Ｖ＝Ｌ（di／
dt）で表わされる。したがつて、負荷３７を流れ
る電流は、負荷３７に一定電圧が印加される場合
には指数関数的に増加または減少し、負荷３７の
両端が互いに短絡する場合には一定のままにな
る。
アイドル、放電の各状態のときのブリツジ２１内
の電流経路を示す第３Ａ図〜第３Ｃ図を参照すれ
ば一層理解しやすいであろう。第１図の電動機部
１１の固定子巻線の中の１対である誘導性負荷３
７の電流と電圧の関係は微分方程式Ｖ＝Ｌ（di／
dt）で表わされる。したがつて、負荷３７を流れ
る電流は、負荷３７に一定電圧が印加される場合
には指数関数的に増加または減少し、負荷３７の
両端が互いに短絡する場合には一定のままにな
る。
第３Ａ図に示した充電状態では、スイツチ３３
と３５とが閉じ、負荷３７に＋40Vが印加され
る。したがつて、電流は０から指数関数的に増加
して数ミリ秒の間に3Aに達する。負荷３７を流
れる電流が一旦所定値になつてしまうと、スイツ
チ３５が開き第３Ｂ図に示すアイドル状態に入
る。負荷３７の両端は互いに短絡し第３Ｂ図に示
す電流は抵抗損失により減衰する場合以外は一定
のままになる。最後に、負荷３７を流れる電流を
減らしたいときには、二つのスイツチ３３と３５
とを開くと第３Ｃ図に示す放電状態に入る。この
状態では、負荷３７に充電状態とは反対の極性で
＋40Vが加えられる。このようにして、負荷３７
を流れる電流は指数関数的に減少する。
と３５とが閉じ、負荷３７に＋40Vが印加され
る。したがつて、電流は０から指数関数的に増加
して数ミリ秒の間に3Aに達する。負荷３７を流
れる電流が一旦所定値になつてしまうと、スイツ
チ３５が開き第３Ｂ図に示すアイドル状態に入
る。負荷３７の両端は互いに短絡し第３Ｂ図に示
す電流は抵抗損失により減衰する場合以外は一定
のままになる。最後に、負荷３７を流れる電流を
減らしたいときには、二つのスイツチ３３と３５
とを開くと第３Ｃ図に示す放電状態に入る。この
状態では、負荷３７に充電状態とは反対の極性で
＋40Vが加えられる。このようにして、負荷３７
を流れる電流は指数関数的に減少する。
負荷３７を流れる電流は検知回路２３で検知さ
れ、この検出信号は状態を変える時刻を決めるた
めに使用される。検知抵抗器３９の端はいずれも
接地されていないから、検知抵抗器３９にかかる
電圧はその両端電位の差を測定しなければならな
い。検知回路２３は検知抵抗器３９にかかる差電
圧を測定するための回路であり、周知の回路で組
立てられている。抵抗器５７，５９、および６３
は検知回路２３が減衰モードで動作しないように
使用される。第２図に関して上に挙げた抵抗値の
場合、検知回路２３は検知抵抗器３９を流れる電
流が０の場合0Vの出力を、電流が3Aの場合＋4V
の出力を発生する。
れ、この検出信号は状態を変える時刻を決めるた
めに使用される。検知抵抗器３９の端はいずれも
接地されていないから、検知抵抗器３９にかかる
電圧はその両端電位の差を測定しなければならな
い。検知回路２３は検知抵抗器３９にかかる差電
圧を測定するための回路であり、周知の回路で組
立てられている。抵抗器５７，５９、および６３
は検知回路２３が減衰モードで動作しないように
使用される。第２図に関して上に挙げた抵抗値の
場合、検知回路２３は検知抵抗器３９を流れる電
流が０の場合0Vの出力を、電流が3Aの場合＋4V
の出力を発生する。
比較回路２５は検知回路２３の出力信号と入力
端子１１１に入力される設定値を示す信号電圧と
を受取りスイツチ３３を開閉する時刻を決定す
る。使用者は入力端子１１１に設定値信号電圧を
与えて負荷３７を流れる電流を制御する。第２図
の回路では、入力端子１１１に0Vを印加すると
負荷３７に流れる電流を０に設定でき、＋4Vを印
加すると負荷３７に3Aの電流を流すように設定
できる。比較器７１は入力端子１１１における設
定値信号電圧と検知回路２３からの検知電圧とを
比較し、検知電圧が設定値信号電圧より大きいと
きはトランジスタ４９のベースに0Vを加え、設
定値信号電圧が検知電圧より大きくなるときは＋
5Vを加える。このようにして、トランジスタ４
９は比較器７１の出力電圧が高レベルのときはス
イツチ３３を閉じ（ダーリントントランジスタ対
をオンにする）低レベルのときはスイツチ３３を
開く。
端子１１１に入力される設定値を示す信号電圧と
を受取りスイツチ３３を開閉する時刻を決定す
る。使用者は入力端子１１１に設定値信号電圧を
与えて負荷３７を流れる電流を制御する。第２図
の回路では、入力端子１１１に0Vを印加すると
負荷３７に流れる電流を０に設定でき、＋4Vを印
加すると負荷３７に3Aの電流を流すように設定
できる。比較器７１は入力端子１１１における設
定値信号電圧と検知回路２３からの検知電圧とを
比較し、検知電圧が設定値信号電圧より大きいと
きはトランジスタ４９のベースに0Vを加え、設
定値信号電圧が検知電圧より大きくなるときは＋
5Vを加える。このようにして、トランジスタ４
９は比較器７１の出力電圧が高レベルのときはス
イツチ３３を閉じ（ダーリントントランジスタ対
をオンにする）低レベルのときはスイツチ３３を
開く。
同様にして、比較回路２７はスイツチ３５を開
閉する。比較器９１の出力信号は切替速度を速く
するために反転されていて、その結果、入力端子
１１１における設定値信号電圧が検知回路２３か
らの検知電圧より大きくなると出力電圧が＋5V
になる。比較器９１の出力電圧は検知電圧が設定
値信号電圧より大きくなると−5Vになる。この
ようにして、比較回路２７の出力電圧が高レベル
のときはスイツチ３５が閉じ（ダーリントン対が
オンになる）出力電圧が低レベルのときはスイツ
チ３５が開く。
閉する。比較器９１の出力信号は切替速度を速く
するために反転されていて、その結果、入力端子
１１１における設定値信号電圧が検知回路２３か
らの検知電圧より大きくなると出力電圧が＋5V
になる。比較器９１の出力電圧は検知電圧が設定
値信号電圧より大きくなると−5Vになる。この
ようにして、比較回路２７の出力電圧が高レベル
のときはスイツチ３５が閉じ（ダーリントン対が
オンになる）出力電圧が低レベルのときはスイツ
チ３５が開く。
アイドル状態の持続期間はスイツチ３３が閉じ
スイツチ３５が開いているアイドル帯の幅に依
る。電源８５，８５′と抵抗器７３，７５，９５、
および９７は、第２図に関して上述した値のと
き、アイドル帯の幅が約200ｍＶになり且つ比較
器９１の出力信号が比較器７１からの出力信号が
出る前に変る。雑音を除くため比較回路２５と２
７とに幾分のヒステリシスを与えることが必要で
あるがこれはフイードバツク抵抗器８１と９３と
を用いて行われる。
スイツチ３５が開いているアイドル帯の幅に依
る。電源８５，８５′と抵抗器７３，７５，９５、
および９７は、第２図に関して上述した値のと
き、アイドル帯の幅が約200ｍＶになり且つ比較
器９１の出力信号が比較器７１からの出力信号が
出る前に変る。雑音を除くため比較回路２５と２
７とに幾分のヒステリシスを与えることが必要で
あるがこれはフイードバツク抵抗器８１と９３と
を用いて行われる。
例を上げて説明すれば、負荷３７を流れる電流
を０から3Aに増大したいと仮定した場合使用者
は入力端子１１１への設定値信号電圧を０から＋
4Vに変える。これによりスイツチ３３と３５と
は二つとも閉じ負荷３７を流れる電流は指数関数
的に増大する。電流が3Aになると、（したがつ
て、検知電圧は＋4Vになると）比較器９１の出
力電圧が低レベルになりスイツチ３５が開く。ブ
リツジ回路２１は抵抗損失のため電流がゆつくり
減衰しながらもアイドル状態になつている。検知
電圧が200ｍＶだけ減少するように電流が充分減
衰すると、比較器９１の出力信号は高になり再び
充電状態に入る。この例では、第２図の回路は約
80％の時間アイドル状態になつており他の20％の
時間充電状態になる。
を０から3Aに増大したいと仮定した場合使用者
は入力端子１１１への設定値信号電圧を０から＋
4Vに変える。これによりスイツチ３３と３５と
は二つとも閉じ負荷３７を流れる電流は指数関数
的に増大する。電流が3Aになると、（したがつ
て、検知電圧は＋4Vになると）比較器９１の出
力電圧が低レベルになりスイツチ３５が開く。ブ
リツジ回路２１は抵抗損失のため電流がゆつくり
減衰しながらもアイドル状態になつている。検知
電圧が200ｍＶだけ減少するように電流が充分減
衰すると、比較器９１の出力信号は高になり再び
充電状態に入る。この例では、第２図の回路は約
80％の時間アイドル状態になつており他の20％の
時間充電状態になる。
また、負荷３７を流れる電流を3Aから0Aに減
少させたい場合、使用者は入力端子１１１におけ
る設定値信号電圧を＋4Vから0Vに変える。こう
するとスイツチ３３と３５とは二つとも開き再び
放電状態に入つて負荷３７に逆の40Vが印加され
る。電流の大きさが０になると、再びアイドル状
態になる。
少させたい場合、使用者は入力端子１１１におけ
る設定値信号電圧を＋4Vから0Vに変える。こう
するとスイツチ３３と３５とは二つとも開き再び
放電状態に入つて負荷３７に逆の40Vが印加され
る。電流の大きさが０になると、再びアイドル状
態になる。
第４図に本発明の他の実施例を示す。これはハ
イブリツド回路を使用するものである。電源２９
はコンデンサ４３とブリツジ回路２０１内のダイ
オード２０９のカソードとに接続されている。ダ
イオード２０９は3Aのシリコンダイオードから
構成されている。電源２９はツエナーダイオード
２０３（これは16Vの素子で構成される）のカソ
ード、抵抗器２０５、およびFET２０７のソー
スにも接続されている。抵抗器２０５は１メグオ
ームの抵抗器で構成してよく、FET２０７はた
とえばインターナシヨナルレクチフアイヤ社の
IRF−9530型MOSFET素子で構成することがで
きる。負荷３７は、ここでは第１図に示す駆動装
置１３の巻線対として示してあるが、ダイオード
２０９のアノードとFET２０７のドレインとの
間に接続される。負荷３７の一方の端は逆バイア
スをかけたダイオード２１１を通して接地され、
また検知抵抗器２１３に接続してある。ダイオー
ド２１１は3Aのシヨツトキダイオードから成り
抵抗器２１３は0.1Ωの抵抗器である。負荷３７
の他端は、たとえばインタナシヨナルレクチフア
イア社のIRF−530型MOSFET素子から構成でき
るFET２１５のドレインに接続される。FET２
１５の電源は抵抗器２１３と等しい検知抵抗器２
１７を介して接地される。
イブリツド回路を使用するものである。電源２９
はコンデンサ４３とブリツジ回路２０１内のダイ
オード２０９のカソードとに接続されている。ダ
イオード２０９は3Aのシリコンダイオードから
構成されている。電源２９はツエナーダイオード
２０３（これは16Vの素子で構成される）のカソ
ード、抵抗器２０５、およびFET２０７のソー
スにも接続されている。抵抗器２０５は１メグオ
ームの抵抗器で構成してよく、FET２０７はた
とえばインターナシヨナルレクチフアイヤ社の
IRF−9530型MOSFET素子で構成することがで
きる。負荷３７は、ここでは第１図に示す駆動装
置１３の巻線対として示してあるが、ダイオード
２０９のアノードとFET２０７のドレインとの
間に接続される。負荷３７の一方の端は逆バイア
スをかけたダイオード２１１を通して接地され、
また検知抵抗器２１３に接続してある。ダイオー
ド２１１は3Aのシヨツトキダイオードから成り
抵抗器２１３は0.1Ωの抵抗器である。負荷３７
の他端は、たとえばインタナシヨナルレクチフア
イア社のIRF−530型MOSFET素子から構成でき
るFET２１５のドレインに接続される。FET２
１５の電源は抵抗器２１３と等しい検知抵抗器２
１７を介して接地される。
検知抵抗器２１３と２１７とは共に一方の端が
接地されていることから電流検知機能は非常に簡
単になつている。演算増幅器（オペアンプ）２２
１（ナシヨナルセミコンダクタのLM−324A素子
で構成してよい）と抵抗器２２３と２２５（両方
とも1KΩの抵抗器でよい）とはインバータとし
て働き検知抵抗器２１３で検知した電圧の極性を
反転する。オペアンプ２２１の反転入力端子は抵
抗器２２３を通して検知抵抗器２１３の正の端子
に接続される。オペアンプ２２１の非反転入力端
子は接地され抵抗器２２５によつて反転入力端子
に負帰還が行われる。
接地されていることから電流検知機能は非常に簡
単になつている。演算増幅器（オペアンプ）２２
１（ナシヨナルセミコンダクタのLM−324A素子
で構成してよい）と抵抗器２２３と２２５（両方
とも1KΩの抵抗器でよい）とはインバータとし
て働き検知抵抗器２１３で検知した電圧の極性を
反転する。オペアンプ２２１の反転入力端子は抵
抗器２２３を通して検知抵抗器２１３の正の端子
に接続される。オペアンプ２２１の非反転入力端
子は接地され抵抗器２２５によつて反転入力端子
に負帰還が行われる。
比較器２３１はFET２０７を制御し、比較器
２３１の出力端子はコンデンサ２３３（たとえば
0.01μFのコンデンサから構成される）を通して
FET２０７のゲート、抵抗器２０５、およびツ
エナーダイオード２０３のアノードに交流結合す
る。比較器２３１（ナシヨナルセミコンダクタの
LM319型二重比較器の半分から構成される）の
出力端子は抵抗器２３５を介して電源２３７に接
続される。電源２３７は＋15Vに設定され、抵抗
器２３５は1KΩの抵抗器である。したがつて比
較器２３１の出力は接地電位から＋15Vまで変化
することができる。比較器２３１の非反転入力は
検知抵抗器２１７の正の端子に接続される。比較
器２３１の反転入力は抵抗器２４３および２５７
を通して入力端子１１１に接続される。抵抗器２
４３は51.1KΩの抵抗器であり抵抗器２５７は
13KΩの抵抗器である。このようにすると、反転
入力端子で受けた分割指令電圧が検知抵抗器２１
７の電圧より大きくなつたとき、比較器２３１の
出力が低になり、FET２０７は抵抗器２０５を
通してオンになる。
２３１の出力端子はコンデンサ２３３（たとえば
0.01μFのコンデンサから構成される）を通して
FET２０７のゲート、抵抗器２０５、およびツ
エナーダイオード２０３のアノードに交流結合す
る。比較器２３１（ナシヨナルセミコンダクタの
LM319型二重比較器の半分から構成される）の
出力端子は抵抗器２３５を介して電源２３７に接
続される。電源２３７は＋15Vに設定され、抵抗
器２３５は1KΩの抵抗器である。したがつて比
較器２３１の出力は接地電位から＋15Vまで変化
することができる。比較器２３１の非反転入力は
検知抵抗器２１７の正の端子に接続される。比較
器２３１の反転入力は抵抗器２４３および２５７
を通して入力端子１１１に接続される。抵抗器２
４３は51.1KΩの抵抗器であり抵抗器２５７は
13KΩの抵抗器である。このようにすると、反転
入力端子で受けた分割指令電圧が検知抵抗器２１
７の電圧より大きくなつたとき、比較器２３１の
出力が低になり、FET２０７は抵抗器２０５を
通してオンになる。
比較器２４１はFET２１５を制御するのに使
用される。比較器２４１（ナシヨナルセミコンダ
クタのLM−319型二重オペアンプの半分で構成
できる）の出力端子はFET２１５のゲートに接
続されている。この出力端子はまた抵抗器２５１
（1KΩの抵抗器から構成される）を介して電源２
３７′に接続され、接地電位から＋15Vまで変化
することができる。比較器２４１の反転入力端子
はオペアンプ２２１の反転出力端子に接続され、
また抵抗器２４７（6KΩの抵抗器で構成される）
を介して電源８５に接続される。比較器２４１の
非反転入力は抵抗器２５７と1KΩの抵抗器２４
５とから構成される抵抗分割器を通して入力端子
１１１に接続される。
用される。比較器２４１（ナシヨナルセミコンダ
クタのLM−319型二重オペアンプの半分で構成
できる）の出力端子はFET２１５のゲートに接
続されている。この出力端子はまた抵抗器２５１
（1KΩの抵抗器から構成される）を介して電源２
３７′に接続され、接地電位から＋15Vまで変化
することができる。比較器２４１の反転入力端子
はオペアンプ２２１の反転出力端子に接続され、
また抵抗器２４７（6KΩの抵抗器で構成される）
を介して電源８５に接続される。比較器２４１の
非反転入力は抵抗器２５７と1KΩの抵抗器２４
５とから構成される抵抗分割器を通して入力端子
１１１に接続される。
雑音を適切に除くに充分なヒステリシスが比較
器２３１と２４１に与えられる。比較器２４１の
出力から電源８５′に接続されている抵抗器２５
３と抵抗器２５５、および比較器２３１の反転入
力端子から抵抗器２５３に接続されているシリコ
ンダイオード２４９によりヒステリシスが追加さ
れる。ダイオード２４９の別の機能は比較器２４
１の出力信号が低のときFET２０７をオフにす
ることである。第４図に示す回路では、抵抗器２
５３は383KΩの抵抗器であり抵抗器２５５は
464KΩの抵抗器である。
器２３１と２４１に与えられる。比較器２４１の
出力から電源８５′に接続されている抵抗器２５
３と抵抗器２５５、および比較器２３１の反転入
力端子から抵抗器２５３に接続されているシリコ
ンダイオード２４９によりヒステリシスが追加さ
れる。ダイオード２４９の別の機能は比較器２４
１の出力信号が低のときFET２０７をオフにす
ることである。第４図に示す回路では、抵抗器２
５３は383KΩの抵抗器であり抵抗器２５５は
464KΩの抵抗器である。
第４図の回路に使用している検知電圧は第２図
の回路に使用した検知電圧の1/10であるから、適
切なアイドル帯を与えるにはオフセツトはずつと
少くてよい。電源８５と比較器２４１の反転入力
端子に接続されている抵抗器２４７とにより概略
50ｍＶのオフセツトが得られる。ブリツジ２０１
の下半分に時計方向にアイドル電流が流れること
および使用している検知機構が修正されているこ
ととのため若干の差異があるほかは、第４図に示
した回路は第２図に示した回路と同様に動作す
る。なお、前述において検知電圧と比較される電
圧は、設定値電圧として入力された電圧を抵抗回
路網で加工しているから、比較器の出力変化を生
ずる閾値は、設定値電圧とは異なつている場合も
ある。
の回路に使用した検知電圧の1/10であるから、適
切なアイドル帯を与えるにはオフセツトはずつと
少くてよい。電源８５と比較器２４１の反転入力
端子に接続されている抵抗器２４７とにより概略
50ｍＶのオフセツトが得られる。ブリツジ２０１
の下半分に時計方向にアイドル電流が流れること
および使用している検知機構が修正されているこ
ととのため若干の差異があるほかは、第４図に示
した回路は第２図に示した回路と同様に動作す
る。なお、前述において検知電圧と比較される電
圧は、設定値電圧として入力された電圧を抵抗回
路網で加工しているから、比較器の出力変化を生
ずる閾値は、設定値電圧とは異なつている場合も
ある。
第１図は本発明の一実施例の駆動装置を応用し
た電動機のブロツク図。第２図、第４図は本発明
の実施例の駆動装置のブロツク図。第３Ａ，３
Ｂ，３Ｃ図は本発明の実施例の駆動装置の説明
図。 １３：駆動装置、２１：ブリツジ、２３：検知
回路、２５，２７：比較回路。
た電動機のブロツク図。第２図、第４図は本発明
の実施例の駆動装置のブロツク図。第３Ａ，３
Ｂ，３Ｃ図は本発明の実施例の駆動装置の説明
図。 １３：駆動装置、２１：ブリツジ、２３：検知
回路、２５，２７：比較回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 電圧源に接続され、所望の負荷電流を表わす
設定値信号に応答して、誘導性負荷を流れる負荷
電流を制御する下記の(イ)〜(ト)から成る駆動装置。 (イ) 前記誘導性負荷の負荷電流を検知し該負荷電
流を表わす検知信号を出力する検知手段。 (ロ) 第１制御信号に応答してその開放・短絡によ
り前記誘導性負荷の一方の端子と前記電圧源と
を選択的に断続する第１スイツチ手段。 (ハ) 第２制御信号に応答してその開放・短絡によ
り前記誘導性負荷の他方の端子と接地とを選択
的に断続する第２スイツチ手段。 (ニ) 第１、第２入力端子と第１出力端子を有し、
第１入力端子に前記設定値信号を受信し、第２
入力端子に前記検知信号を受信し、その第１出
力端子が前記第１スイツチ手段に接続された第
１比較器手段。該第１比較器手段は前期設定値
信号から導かれた第１閾値信号と前期検知信号
を比較し、前期検知信号が前期第１閾値信号を
越えるか下まわるかに従つて、前期第１スイツ
チ手段の開放、短絡をそれぞれ生ぜしめる前記
第１制御信号を前記第１出力端子に選択的に生
じる。 (ホ) 第３、第４入力端子と第２出力端子を有し、
第３入力端子に前記設定値信号を受信し、第４
入力端子に前記検知信号を受信し、第２出力端
子が前記第２スイツチ手段に接続された第２比
較器手段。該第２比較器手段は、前記設定値信
号から導かれた第２閾値信号と前記検知信号を
比較し、前記検知信号が前記第２閾値信号を越
えるか下まわるかに従つて、前記第２スイツチ
手段の開放、短絡をそれぞれ生ぜしめる前記第
２制御信号を前記第２出力端子に選択的に生ず
る。 (ヘ) 前記誘導性負荷の一方の端子と接地のそれぞ
れがその陰極と陽極にそれぞれ接続された第１
ダイオード手段。 (ト) 前記電圧源と前記誘導性負荷の他方の端子の
それぞれがその陰極とその陽極にそれぞれ接続
された第２ダイオード手段。 前記駆動装置において、前記負荷電流が、前記
所望の負荷電流の近傍の所望のアイドル帯の上端
のレベルより大きいとき、前記第１、第２スイツ
チ手段を開放し、前記負荷電流が、前記アイドル
帯の下端のレベルよりも小さいとき、前記第１、
第２スイツチ手段を短絡し、前記負荷電流が、前
記アイドル帯上にあるときは、前記第１、第２ス
イツチ手段の一方を短絡し、前記第１、第２スイ
ツチ手段の他方を開放するように前記第１、第２
閾値が設定される。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/439,691 US4496886A (en) | 1982-11-08 | 1982-11-08 | Three state driver for inductive loads |
| US439691 | 1982-11-08 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5986499A JPS5986499A (ja) | 1984-05-18 |
| JPH0239199B2 true JPH0239199B2 (ja) | 1990-09-04 |
Family
ID=23745757
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58185807A Granted JPS5986499A (ja) | 1982-11-08 | 1983-10-04 | 駆動装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4496886A (ja) |
| JP (1) | JPS5986499A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0417881U (ja) * | 1990-05-29 | 1992-02-14 |
Families Citing this family (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2536737B2 (ja) * | 1985-09-13 | 1996-09-18 | 富士通テン株式会社 | 誘導性負荷の電流検出回路 |
| US4710685A (en) * | 1987-02-17 | 1987-12-01 | General Motors Corporation | Vehicle power window control circuit with reverse battery protection |
| US4859916A (en) * | 1988-05-31 | 1989-08-22 | Chrysler Motors Corporation | H-driver |
| US4947066A (en) * | 1988-11-01 | 1990-08-07 | Servo Products Co. | High speed variable reluctance motor with equal tooth ratios |
| US4896088A (en) * | 1989-03-31 | 1990-01-23 | General Electric Company | Fault-tolerant switched reluctance machine |
| JPH03293993A (ja) * | 1990-04-06 | 1991-12-25 | Fanuc Ltd | 可変リラクタンスモータの駆動方式 |
| US5311069A (en) * | 1991-09-06 | 1994-05-10 | Silicon Systems, Inc. | Driver circuitry for commutated inductive loads |
| JP2501012B2 (ja) * | 1992-12-17 | 1996-05-29 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレイション | 電流測定装置 |
| US6016044A (en) | 1995-09-11 | 2000-01-18 | Alaris Medical Systems, Inc. | Open-loop step motor control system |
| US5781068A (en) * | 1996-03-14 | 1998-07-14 | Nikon Corporation | Transadmittance amplifier for a motor |
| KR100210080B1 (ko) * | 1996-11-01 | 1999-07-15 | 윤종용 | 스위치드 릴럭턴스 모터의 구동 제어 장치 |
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| JP5321124B2 (ja) | 2009-02-23 | 2013-10-23 | 三菱電機株式会社 | 半導体スイッチング装置 |
| RU2422972C1 (ru) * | 2009-12-17 | 2011-06-27 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Южно-Уральский государственный университет" (ГОУ ВПО "ЮУрГУ") | Синхронная реактивная машина |
| RU2408967C1 (ru) * | 2009-12-17 | 2011-01-10 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Южно-Уральский государственный университет" (ГОУ ВПО "ЮУрГУ") | Синхронная реактивная машина |
| JP6672896B2 (ja) * | 2016-03-04 | 2020-03-25 | セイコーエプソン株式会社 | モーター駆動回路、印刷装置及び半導体装置 |
| WO2020185707A1 (en) | 2019-03-08 | 2020-09-17 | goTenna Inc. | Method for utilization-based traffic throttling in a wireless mesh network |
Family Cites Families (8)
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|---|---|---|---|---|
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| JPS54110414A (en) * | 1978-02-20 | 1979-08-29 | Sony Corp | Drive circuit of motor |
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-
1982
- 1982-11-08 US US06/439,691 patent/US4496886A/en not_active Expired - Fee Related
-
1983
- 1983-10-04 JP JP58185807A patent/JPS5986499A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0417881U (ja) * | 1990-05-29 | 1992-02-14 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5986499A (ja) | 1984-05-18 |
| US4496886A (en) | 1985-01-29 |
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