JPH0241935B2 - - Google Patents
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- JPH0241935B2 JPH0241935B2 JP57075868A JP7586882A JPH0241935B2 JP H0241935 B2 JPH0241935 B2 JP H0241935B2 JP 57075868 A JP57075868 A JP 57075868A JP 7586882 A JP7586882 A JP 7586882A JP H0241935 B2 JPH0241935 B2 JP H0241935B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- value
- value setting
- setting circuit
- signal
- integrator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/02—Delta modulation, i.e. one-bit differential modulation
- H03M3/022—Delta modulation, i.e. one-bit differential modulation with adaptable step size, e.g. adaptive delta modulation [ADM]
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、デイジタル情報を圧縮する場合等
に用いて好適なデルタ変調変換方式に関する。
に用いて好適なデルタ変調変換方式に関する。
デルタ変調（以下、DMと称する）変換方式
は、デイジタル情報圧縮の一方法で、いわゆる
PCM変換方式を最も簡単化したものである。こ
のDM変換方式における量子化は、比較誤差の正
負を判定する２レベル、１ビツト方式なので例え
ばＤ型フリツプフロツプで構成できる。このよう
にDM変換方式は簡単な回路で実現でき、しかも
高いＳ／Ｎ比が得られるので近年Ａ−Ｄ変換の方
式として見直されるようになつてきている。
は、デイジタル情報圧縮の一方法で、いわゆる
PCM変換方式を最も簡単化したものである。こ
のDM変換方式における量子化は、比較誤差の正
負を判定する２レベル、１ビツト方式なので例え
ばＤ型フリツプフロツプで構成できる。このよう
にDM変換方式は簡単な回路で実現でき、しかも
高いＳ／Ｎ比が得られるので近年Ａ−Ｄ変換の方
式として見直されるようになつてきている。
DM変換方式においては、上述の如くサンプリ
ング時点のデータに対して増加または減少の２つ
の情報しか割り当てず、増加、減少の大きさ、す
なわちΔ値が一定のため、第１図Ａに示すように
入力信号Siが大きく変化した場合DM出力信号So
は追随し切れず、信号の急な変化は再生できな
い。つまり、アナログ入力信号の立上りや立下り
が急になれば勾配過負荷雑音（スロープオーバー
ロードノイズ）が生ずる。また勾配が緩やかな所
では量子化のステツプ高さ以内の信号値を四捨五
入してしまうので正しい信号値の回りで小さく振
動するハンチング現象が起こる。つまり、第１図
Ｂに示すように入力信号Siがほとんど変化しな
い、例えば直流成分を再生する時にはサンプリン
グ周波数の半分の振動が発生し、DM出力信号So
は入力信号Siが変化しないにも拘らず、階段状の
変化を繰り返す。これはPCM変換方式の場合の
量子化誤差に相当するもので、粒状雑音（グラニ
ユラーノイズ）と呼ばれる。
ング時点のデータに対して増加または減少の２つ
の情報しか割り当てず、増加、減少の大きさ、す
なわちΔ値が一定のため、第１図Ａに示すように
入力信号Siが大きく変化した場合DM出力信号So
は追随し切れず、信号の急な変化は再生できな
い。つまり、アナログ入力信号の立上りや立下り
が急になれば勾配過負荷雑音（スロープオーバー
ロードノイズ）が生ずる。また勾配が緩やかな所
では量子化のステツプ高さ以内の信号値を四捨五
入してしまうので正しい信号値の回りで小さく振
動するハンチング現象が起こる。つまり、第１図
Ｂに示すように入力信号Siがほとんど変化しな
い、例えば直流成分を再生する時にはサンプリン
グ周波数の半分の振動が発生し、DM出力信号So
は入力信号Siが変化しないにも拘らず、階段状の
変化を繰り返す。これはPCM変換方式の場合の
量子化誤差に相当するもので、粒状雑音（グラニ
ユラーノイズ）と呼ばれる。
これ等の欠点を除去するためには増加、減少の
大きさを信号に応じて適応的に変化させてやれば
よい。
大きさを信号に応じて適応的に変化させてやれば
よい。
従来、この方法としてDMされたデータのなら
び（増加、減少の情報の列）の傾向に対し、増
加、減少の大きさ（Δ値）を調節することが行な
われてきた。すなわち、同じ符号が引き続き２回
以上生じたら、３回目にはΔ値を２倍に増加さ
せ、異符号が生じたら1/2にΔ値を減少させる方
法で、これを適応型デルタ変調（以下、ADMと
称する）変換方式と呼んでいる。つまり、ADM
変換方式では、音声信号の振幅が余り大きく変化
しない区間ではΔ値を小さくしておき、粒状雑音
をおさえ、振幅が大きく変化するところではΔ値
を大きくとつて、勾配過負荷雑音を少なくするよ
うにしている。
び（増加、減少の情報の列）の傾向に対し、増
加、減少の大きさ（Δ値）を調節することが行な
われてきた。すなわち、同じ符号が引き続き２回
以上生じたら、３回目にはΔ値を２倍に増加さ
せ、異符号が生じたら1/2にΔ値を減少させる方
法で、これを適応型デルタ変調（以下、ADMと
称する）変換方式と呼んでいる。つまり、ADM
変換方式では、音声信号の振幅が余り大きく変化
しない区間ではΔ値を小さくしておき、粒状雑音
をおさえ、振幅が大きく変化するところではΔ値
を大きくとつて、勾配過負荷雑音を少なくするよ
うにしている。
ところがこのような従来のADM変換方式の場
合、入力信号の変化に追いつくまでに数データ分
の遅れが必然的に生じ、再生信号を歪ませてしま
う欠点があつた。例えば第２図Ａにおいて入力信
号Siが急激に立上つた場合予測値が追従できずに
遅れを生じ、再生された出力信号Soは破線の如
く遅延したものとなる。また第２図Ｂに示すよう
に入力信号Siが或る振動状態より急に一定レベル
となつた場合、上述同様予測値が追従できずにそ
の再生信号Soは破線で示すように、なお或る振
動を繰り返しながら徐々に一定のレベルに落着い
てゆく。このようにしてADM変換方式の場合
は、入力信号の変化に追いつくまでに数データ分
の遅れが生じ、再生信号を歪ませてしまうわけで
ある。
合、入力信号の変化に追いつくまでに数データ分
の遅れが必然的に生じ、再生信号を歪ませてしま
う欠点があつた。例えば第２図Ａにおいて入力信
号Siが急激に立上つた場合予測値が追従できずに
遅れを生じ、再生された出力信号Soは破線の如
く遅延したものとなる。また第２図Ｂに示すよう
に入力信号Siが或る振動状態より急に一定レベル
となつた場合、上述同様予測値が追従できずにそ
の再生信号Soは破線で示すように、なお或る振
動を繰り返しながら徐々に一定のレベルに落着い
てゆく。このようにしてADM変換方式の場合
は、入力信号の変化に追いつくまでに数データ分
の遅れが生じ、再生信号を歪ませてしまうわけで
ある。
この発明は斯る点に鑑み、上述の如き勾配過負
荷雑音及び粒状雑音を除去できると共にADM変
換方式において生じたような入力信号に対する再
生信号の遅れによる歪をも除去することができる
デルタ変調変換方式を提供するものである。
荷雑音及び粒状雑音を除去できると共にADM変
換方式において生じたような入力信号に対する再
生信号の遅れによる歪をも除去することができる
デルタ変調変換方式を提供するものである。
以下、この発明の一実施例を第３図に基づいて
詳しく説明する。
詳しく説明する。
第３図は本実施例の構成を示すもので、同図に
おいて、１０は送信側、２０は受信側を夫々示し
ている。いま送信側１０においては、入力端子１
１に音声入力信号が供給されると、この信号は増
幅器１２において増幅された後、比較器１３の一
方の入力端子に供給される。この比較器１３の他
方の出力端子には積分器１４より、現在入力され
る信号の一つ前の予測値が蓄えられている。すな
わちこの積分器１４は信号の過去の値の蓄え、現
在の信号値を予測する機能を持つ予測器と見做す
ことができる。そして比較器１３は入力信号の現
在値と予測値を比較した後その残差値を例えば
12kHz程度のサンプリング周波数で量子化して、
その出力側に残差値が正のときは“１”、負のと
きは“０”と符号化された信号を出力する。
おいて、１０は送信側、２０は受信側を夫々示し
ている。いま送信側１０においては、入力端子１
１に音声入力信号が供給されると、この信号は増
幅器１２において増幅された後、比較器１３の一
方の入力端子に供給される。この比較器１３の他
方の出力端子には積分器１４より、現在入力され
る信号の一つ前の予測値が蓄えられている。すな
わちこの積分器１４は信号の過去の値の蓄え、現
在の信号値を予測する機能を持つ予測器と見做す
ことができる。そして比較器１３は入力信号の現
在値と予測値を比較した後その残差値を例えば
12kHz程度のサンプリング周波数で量子化して、
その出力側に残差値が正のときは“１”、負のと
きは“０”と符号化された信号を出力する。
また１５は増加、減少の大きさ、すなわちΔ値
を後述される包絡線情報の大きさに応じて調節す
るためのΔ値設定回路である。このΔ値設定回路
１５は比較器１３の出力信号が“１”であるとき
は包絡線情報に応じて調節されたΔ値を積分器１
４の値に加算し、一方比較器１３の出力信号が
“０”であるときは包絡線情報に応じて調節され
たΔ値を積分器１４の値から減算する。
を後述される包絡線情報の大きさに応じて調節す
るためのΔ値設定回路である。このΔ値設定回路
１５は比較器１３の出力信号が“１”であるとき
は包絡線情報に応じて調節されたΔ値を積分器１
４の値に加算し、一方比較器１３の出力信号が
“０”であるときは包絡線情報に応じて調節され
たΔ値を積分器１４の値から減算する。
また包絡線情報を得るために増幅器１２の出力
信号が整流・平滑回路１６に供給され、ここでエ
ンベロープ成分が取り出されて上述の比較器１３
同等の比較器１７の一方の入力端子供給される。
またこの比較器１７の他方の入力端子には上述の
積分器１４同等の積分器１８からの出力信号（予
測値）が供給され、こゝで、比較残差分が例えば
3kHz程度のサンプリング周波数で量子化される。
従つて比較器１７の出力側には符号化されたエン
ベロープ情報が取り出される。
信号が整流・平滑回路１６に供給され、ここでエ
ンベロープ成分が取り出されて上述の比較器１３
同等の比較器１７の一方の入力端子供給される。
またこの比較器１７の他方の入力端子には上述の
積分器１４同等の積分器１８からの出力信号（予
測値）が供給され、こゝで、比較残差分が例えば
3kHz程度のサンプリング周波数で量子化される。
従つて比較器１７の出力側には符号化されたエン
ベロープ情報が取り出される。
１９はΔ値設定回路であつて、比較器１７の出
力側に得られるエンベロープ情報が、例えば
〔111〕或いは〔000〕と同レベルが連続する場合
にはΔ値を増加する情報を発生し、一方“１”と
“０”が交互に変わる場合にはΔ値が減少する情
報を発生する。従つて積分器１８の値は“１”ま
たは“０”が連続するエンベロープ情報の場合に
はΔ値が加算され、一方“１”または“０”が交
互に変わるエンベロープ情報の場合にはΔ値が減
ぜられて比較器１７の一方の入力端に供給される
と共に上述したΔ値設定回路１５に供給される
る。従つて比較器１７の出力側には、受信側に伝
送されるエンベロープ情報が取り出される。ま
た、Δ値設定回路１５においては、積分器１８よ
り供給されたエンベロープ情報によりそのレベル
の大きさに応じてΔ値を調節し、前段の積分器１
４に供給するようにする。いま積分器１８より供
給されるエンベロープ情報をV′とするとΔ値設
定回路１５のΔ値はΔ＝kV′で表わされる。こゝ
で、ｋは定数である。従つていまエンベロープ情
報V′の値が１のときにはΔ値はｋとなり、一方
V′が２のときにはΔ値は2kとなる。そしてこの
エンベロープ情報のレベルの大きさに応じて調節
されたΔ値が比較器１３の出力信号の“１”、
“０”に応じて積分器１４の値に加算された或い
は減算されたりする。
力側に得られるエンベロープ情報が、例えば
〔111〕或いは〔000〕と同レベルが連続する場合
にはΔ値を増加する情報を発生し、一方“１”と
“０”が交互に変わる場合にはΔ値が減少する情
報を発生する。従つて積分器１８の値は“１”ま
たは“０”が連続するエンベロープ情報の場合に
はΔ値が加算され、一方“１”または“０”が交
互に変わるエンベロープ情報の場合にはΔ値が減
ぜられて比較器１７の一方の入力端に供給される
と共に上述したΔ値設定回路１５に供給される
る。従つて比較器１７の出力側には、受信側に伝
送されるエンベロープ情報が取り出される。ま
た、Δ値設定回路１５においては、積分器１８よ
り供給されたエンベロープ情報によりそのレベル
の大きさに応じてΔ値を調節し、前段の積分器１
４に供給するようにする。いま積分器１８より供
給されるエンベロープ情報をV′とするとΔ値設
定回路１５のΔ値はΔ＝kV′で表わされる。こゝ
で、ｋは定数である。従つていまエンベロープ情
報V′の値が１のときにはΔ値はｋとなり、一方
V′が２のときにはΔ値は2kとなる。そしてこの
エンベロープ情報のレベルの大きさに応じて調節
されたΔ値が比較器１３の出力信号の“１”、
“０”に応じて積分器１４の値に加算された或い
は減算されたりする。
このように入力信号より抽出された包絡線情報
のレベルの大きさに応じて比較器１３に帰還され
る予測値の増加、減少の大きさ（Δ値）が調整さ
れ、もつて送信側１０からは入力信号がDM変換
により情報圧縮されて受信側２０に送信される。
またこの情報圧縮された信号と同時に比較器１７
側よりデータ信号に同期した包絡線情報も受信側
２０に供給される。
のレベルの大きさに応じて比較器１３に帰還され
る予測値の増加、減少の大きさ（Δ値）が調整さ
れ、もつて送信側１０からは入力信号がDM変換
により情報圧縮されて受信側２０に送信される。
またこの情報圧縮された信号と同時に比較器１７
側よりデータ信号に同期した包絡線情報も受信側
２０に供給される。
受信側２０には送信されたデータ信号を処理す
るために送信側で用いたΔ値設定回路１５相当の
Δ値設定回路２１と、積分器１４相当の積分器２
２が設けられ、この積分器２２の出力側より出力
端子２３が導出される。また送信されたエンベロ
ープ情報を検出するために、送信側のΔ値設定回
路１９相当のΔ値設定回路２４と、積分器１８相
当の積分器２５が設けられる。
るために送信側で用いたΔ値設定回路１５相当の
Δ値設定回路２１と、積分器１４相当の積分器２
２が設けられ、この積分器２２の出力側より出力
端子２３が導出される。また送信されたエンベロ
ープ情報を検出するために、送信側のΔ値設定回
路１９相当のΔ値設定回路２４と、積分器１８相
当の積分器２５が設けられる。
そして送信側１０より送信されてくるデータ信
号は、そのΔ値が、Δ値設定回路２１において、
Δ値設定回路２４及び積分器２５で得られた包絡
線情報のレベルの大きさに比例するように調節さ
れて積分器２２に供給される。そして供給された
Δ値が積分器２２に蓄えられている値に、送信さ
れて来るデータ信号の“１”、“０”に応じて加
算、減算され、もつて出力端子２３より元の音声
入力信号が再生されて取り出される。
号は、そのΔ値が、Δ値設定回路２１において、
Δ値設定回路２４及び積分器２５で得られた包絡
線情報のレベルの大きさに比例するように調節さ
れて積分器２２に供給される。そして供給された
Δ値が積分器２２に蓄えられている値に、送信さ
れて来るデータ信号の“１”、“０”に応じて加
算、減算され、もつて出力端子２３より元の音声
入力信号が再生されて取り出される。
上述の如くこの発明によれば、入力信号に含ま
れる包絡線情報を抽出し、この包絡線情報を用い
てDMまたはADMの増加、減少の大きさを調整
して送信するようにしたので、従来起きたような
勾配過負荷雑音及び粒状雑音は勿論ADMに伴う
遅れの歪を除去することができる。すなわち、勾
配過負荷雑音に対しては入力信号が急に変化する
ところでは包絡線情報のレベルも大きくし、包絡
線情報のレベルに比例して増加、減少の大きさを
調整しているので増加、減少の大きさ信号の変化
に追いつく程大きくなつており、もつて勾配過負
荷雑音が生ずることはない。また粒状雑音に対し
ては、この雑音が問題になるのは上述の如く主に
信号のない、つまり無音の部分においてである
が、この無音の部分は包絡線情報のレベルの大き
さも０に近く、従つて増加、減少の大きさも小さ
くなるので実質的に粒状雑音が減少された形とな
り、聴覚的にこの雑音を感ずることはない。更に
信号の変化に追いつくまでの遅れによる歪に対し
ては、現在時点の入力信号の包絡線情報を参照し
ながら増加、減少の大きさを調節しているので従
来のADM変換方式で起きたような遅れは生じな
く、従つてこの遅れによる歪が生じることはな
い。
れる包絡線情報を抽出し、この包絡線情報を用い
てDMまたはADMの増加、減少の大きさを調整
して送信するようにしたので、従来起きたような
勾配過負荷雑音及び粒状雑音は勿論ADMに伴う
遅れの歪を除去することができる。すなわち、勾
配過負荷雑音に対しては入力信号が急に変化する
ところでは包絡線情報のレベルも大きくし、包絡
線情報のレベルに比例して増加、減少の大きさを
調整しているので増加、減少の大きさ信号の変化
に追いつく程大きくなつており、もつて勾配過負
荷雑音が生ずることはない。また粒状雑音に対し
ては、この雑音が問題になるのは上述の如く主に
信号のない、つまり無音の部分においてである
が、この無音の部分は包絡線情報のレベルの大き
さも０に近く、従つて増加、減少の大きさも小さ
くなるので実質的に粒状雑音が減少された形とな
り、聴覚的にこの雑音を感ずることはない。更に
信号の変化に追いつくまでの遅れによる歪に対し
ては、現在時点の入力信号の包絡線情報を参照し
ながら増加、減少の大きさを調節しているので従
来のADM変換方式で起きたような遅れは生じな
く、従つてこの遅れによる歪が生じることはな
い。
なお上述の実施例において、送信側及び受信側
におけるDM変換を慣用のADM変換に変えて増
加、減少の大きさの調整量を包絡線情報で制御す
るようにしてもよい。
におけるDM変換を慣用のADM変換に変えて増
加、減少の大きさの調整量を包絡線情報で制御す
るようにしてもよい。
また、上述の実施例ではエンベロープ情報を
ADM変換してΔ値設定回路１５及び２１に供給
する場合に付いて説明したが、これに限定される
ことなく、例えば、整流・平滑回路１６の出力側
に得られるエンベロープ情報（アナログ信号）を
直接Δ値設定回路１５及び２１に供給したり、或
いは上述のエンベロープ情報を送信側で一たん記
録媒体にデータ信号に同期して記録しておき、受
信側ではデータ信号の再生時記録媒体に記録され
ているエンベロープ情報を取り出して使用するよ
うにしてもよい。
ADM変換してΔ値設定回路１５及び２１に供給
する場合に付いて説明したが、これに限定される
ことなく、例えば、整流・平滑回路１６の出力側
に得られるエンベロープ情報（アナログ信号）を
直接Δ値設定回路１５及び２１に供給したり、或
いは上述のエンベロープ情報を送信側で一たん記
録媒体にデータ信号に同期して記録しておき、受
信側ではデータ信号の再生時記録媒体に記録され
ているエンベロープ情報を取り出して使用するよ
うにしてもよい。
第１図はDM変換に伴う勾配過負荷雑音及び粒
状雑音の説明に供するための線図、第２図は
ADM変換方式の動作説明に供するための線図、
第３図はこの発明の一実施例を示す系統図であ
る。 １０は送信側、１２は増幅器、１３，１７は比
較器、１４，１８，２２，２５は積分器、１５，
１９，２１，２４はΔ値設定回路、１６は整流・
平滑回路、２０は受信側である。
状雑音の説明に供するための線図、第２図は
ADM変換方式の動作説明に供するための線図、
第３図はこの発明の一実施例を示す系統図であ
る。 １０は送信側、１２は増幅器、１３，１７は比
較器、１４，１８，２２，２５は積分器、１５，
１９，２１，２４はΔ値設定回路、１６は整流・
平滑回路、２０は受信側である。
Claims (1)
- １ 入力信号が一方の入力端子に供給される第１
の比較器と、該第１の比較器の出力側に接続され
た第１のΔ値設定回路と、該第１のΔ値設定回路
の出力側に接続され、出力が上記第１の比較器の
他方の入力端子に供給される第１の積分器と、入
力信号のエンベロープ情報を検出するための整流
平滑回路と、該整流平滑回路の出力信号が一方の
入力端子に供給される第２の比較器と、該第２の
比較器の出力側に接続された第２のΔ値設定回路
と、該第２のΔ値設定回路の出力側に接続され、
出力が上記第２の比較器の他方の入力端子に供給
される第２の積分器とを備え、該第２の積分器の
出力に応じて上記第１のΔ値設定回路のΔ値を変
化すると共に上記第１及び第２の比較器の出力信
号をそれぞれ伝送するようにしたことを特徴とす
るデルタ変調変換方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7586882A JPS58191548A (ja) | 1982-05-06 | 1982-05-06 | デルタ変調変換方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7586882A JPS58191548A (ja) | 1982-05-06 | 1982-05-06 | デルタ変調変換方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58191548A JPS58191548A (ja) | 1983-11-08 |
| JPH0241935B2 true JPH0241935B2 (ja) | 1990-09-20 |
Family
ID=13588658
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7586882A Granted JPS58191548A (ja) | 1982-05-06 | 1982-05-06 | デルタ変調変換方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58191548A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60218024A (ja) * | 1984-04-13 | 1985-10-31 | Fuji Electric Co Ltd | デ−タ記録方法 |
| JPS61116399A (ja) * | 1984-11-12 | 1986-06-03 | ヤマハ株式会社 | 波形再生装置 |
| JP2570231B2 (ja) * | 1987-08-21 | 1997-01-08 | オムロン株式会社 | Ａ／ｄ変換装置 |
-
1982
- 1982-05-06 JP JP7586882A patent/JPS58191548A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58191548A (ja) | 1983-11-08 |
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