JPH0243197B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

〔産業上の利用分野〕 この発明は楽音信号発生装置に関し、特に、発
生すべき楽音の音域に応じて楽音波形サンプル点
振幅間の補間を行うようにしたものに関する。 〔従来の技術〕 発生すべき楽音の音高に対応して変化する位相
情報に基づき楽音波形サンプル点振幅信号を発生
する場合の典型的な方法は、特定数のサンプル点
に分割された楽音波形をメモリに記憶し、これを
位相情報に従つて読み出すことである。異オクタ
ーブ同一音名の楽音波形の読出しについて注目し
てみると、１サンプリング時間当りの位相情報の
位相変化量はオクターブが上がるほど大きく、下
がるほど小さい。この理由により、低音域の楽音
波形を読み出す場合に複数サンプリング時間にわ
たつて同じサンプル点振幅値が繰返し読み出され
ることが起る。このことは、同じサンプル点振幅
値が繰返し読み出された分だけその実効サンプリ
ング周波数が低下することを意味する。例えば、
周波数f_sのサンプリングクロツクパルスに従つて
その都度異なるサンプル点振幅値が読み出された
場合は、読み出された楽音波形信号における実効
サンプリング周波数はf_sであるが、該サンプリン
グクロツクパルスに従つて同じサンプル点振幅値
が２度づつ読けて読み出された場合は、読み出さ
れた楽音波形信号における実効サンプリング周波
数はf_s／２に低下する。なお、ここで実効サンプル 周波数とは、得られた楽音波形信号において実際
にサンプル点振幅値が変化する周波数のことをい
う。 上述のように実効サンプリング周波数が低下し
た場合、名目上のサンプリング周波数（つまりサ
ンプリングクロツクパルスの周波数）がいくら高
くても、事実上のサンプリング周波数が低下する
ので折返しノイズが出る帯域が低くなり、折返し
ノイズが出易くなる、という問題点があつた。こ
のような問題点は、上述のような波形メモリ読出
し方式のものに限らず、他の如何なる楽音波形サ
ンプル点振幅信号発生方式のものにおいても起り
得る。 一方、一旦発生した楽音波形サンプル点振幅信
号の各サンプル点間を補間することによりサンプ
リングを密に行うようにすることは従来から知ら
れている。例えば、特公昭53−30015号公報には、
発生すべき楽音の音域が高音域になるほどサンプ
ル点間の補間を密に行うようにすることが開示さ
れており、これにより高音域での楽音波形を高周
波成分の少ない滑らかな波形とし、高音域での折
返しノイズの問題を解決するようにしている。し
かし、このような従来技術では、上述したよう
な、低音域での実効サンプル点周波数の低下とそ
れに伴う折返しノイズの低帯域下の問題点は全く
問題にされていず、それを解決することはできな
い。 〔発明が解決しようとする問題点〕 この発明は上述の問題点を解決するためになさ
れたもので、低音域において実効サンプリング周
波数が低下することを防ぎ、これにより折返しノ
イズの問題を解決するようにした楽音信号発生装
置を提供しようとするものである。 〔問題点を解決するための手段〕 この発明に係る楽音信号発生装置は、発生すべ
き楽音の音域に応じて、該音域が低くなるほど補
間を密に行うようにする補間情報を発生する補間
情報発生手段と、発生された楽音波形サンプル点
振幅信号の少なくとも２つのサンプル点間の振幅
を前記補間情報に基づき補間する補間手段とを具
えたことを特徴としている。 好ましくは、前記補間情報発生手段は、発生す
べき楽音の音域が所定の基準音域より低い場合に
補間情報を発生する。一例として、この補間情報
は、補間ステツプ数を音域に応じて定めるもので
あり、このステツプ数は音域が低くなるほど多く
なるものである。この場合、前記音域は、１オク
ターブ単位で設定することが各種処理が簡単とな
つて好ましいものであるが、必ずしも１オクター
ブ単位で設定する必要はなく２オクターブ単位あ
るいは半オクターブ単位等で設定するようにして
もよい。 この発明の別の観点によれば、楽音信号発生装
置は、発生すべき楽音のオクターブ音域内におけ
る相対的音名に対応してノートクロツクパルスを
発生するノートクロツク発生手段と、発生すべき
楽音が属するオクターブ音域に対応して数値デー
タを発生する数値データ発生手段と、前記ノート
クロツクパルスの発生タイミングで前記数値デー
タの加算又は減算を行うことによりアドレス信号
を発生するアドレス信号発生手段と、前記アドレ
ス信号の整数部に応じて楽音波形サンプル点振幅
信号を発生する波形発生手段と、前記波形発生手
段で発生された隣接する整数部アドレスに対応す
る２つの楽音波形サンプル点振幅信号を前記アド
レス信号の小数部に応じて補間する補間手段とを
具えたことを特徴としている。 〔作用〕 発生すべき楽音の音域に応じた補間情報が補間
情報発生手段によつて発生され、補間手段におい
てこの補間情報に基づき楽音波形サンプル点間の
振幅が補間される。補間が行われると、補間ステ
ツプ数に対応する数だけ実質的なサンプル点数が
増すことになる。従つて、このような補間を音域
に応じて所定の低音域で行うようにすれば、実効
サンプリング周波数を高くすることができ、これ
により折返しノイズの問題を解決することができ
る。 この点を第１０図によつて説明すると、ａは所
定の基準オクターブにおける楽音波形サンプル点
振幅の一部の一例を示すもので、この実効サンプ
リング周波数をf_sとする。ｂは基準オクターブの
１オクターブ下の楽音波形サンプル点振幅の一例
を示すものであり、これは補間前のものであり、
ａのサンプリング時間を１サンプリングタイムと
すると同じサンプル点振幅値が２サンプリングタ
イムにわたつて続いている。従つて、その実効サ
ンプリング周波数はf_s／２である。ｃはｂのサンプ ル点間を２ステツプで補間した場合の楽音波形サ
ンプル点振幅の一例を示すものであり、各サンプ
リングタイム毎に振幅値が変化している。従つ
て、その実効サンプリング周波数はf_sである。ｄ
は同様に基準オクターブの２オクターブ下の楽音
波形サンプル点振幅の補間前の一例を示し、ｅは
同２オクターブ下の楽音波形サンプル点振幅の補
間後の一例を示す。ｄの実効サンプリング周波数
はf_s／４であり、ｅはｄのサンプル点間を４ステツ プで補間しているためその実効サンプリング周波
数はf_sである。明らかなように、ｃとｅはこの発
明に従つて補間を行つた場合の一例を示してお
り、これによれば、低音域において実効サンプリ
ング周波数が上げられ、例えばどの音域でも実効
サンプリング周波数を共通にすることができるこ
とが理解できる。 この発明の別の観点によれば、アドレス信号発
生手段から発生されるアドレス信号の小数部が補
間パラメータとして使用される。このアドレス信
号はオクターブ音域に対応する数値データの加減
算値であり、この数値データに小数部が含まれて
いれば前記アドレス信号も小数部を含む。従つ
て、この数値データがオクターブ音域に応じて小
数部を含むようにすれば、上述と同様に、発生す
べき楽音の音域に応じた補間を行うことができ
る。なお、この場合のオクターブ音域も、上述と
同様に、１オクターブ単位に限らず、２オクター
ブ単位等であつてもよい。 〔実施例〕 以下この発明の実施例を添付図面を参照して詳
細に説明しよう。 〔一実施例の全体構成説明〕 第１図において、鍵盤１０は発生すべき楽音の
音高を指定するための複数の鍵を具備しており、
押鍵検出回路１１は鍵盤１０における押鍵、離鍵
を検出し、検出した押鍵又は離鍵に対応する信号
を発音割当て回路１２に与える。発音割当て回路
１２は、複数の楽音発生チヤンネルの何れかに押
圧鍵に対応する楽音の発音を割当てるためのもの
であり、各チヤンネルに対応する時分割タイミン
グにおいてそのチヤンネルに割当てた鍵を示すキ
ーコードKCとその鍵の押圧が持続しているか否
かを示すキーオン信号KONを出力する。 キーコードKCはＰナンバ発生回路１３とオク
ターブレートデータ発生回路１４に与えられる。
Ｐナンバ発生回路１３は、入力されたキーコード
KCの音名（つまり発生すべき楽音の音名）に対
応する値を持つＰナンバを発生する。Ｐナンバに
ついては後述する。オクターブレートデータ発生
回路１４は、入力されたキーコードKCに基づき
発生すべき楽音のオクターブに対応する数値デー
タすなわちオクターブレートデータRATEを発
生する。ここで、１オクターブの範囲は、必ずし
も音名Ｃからの１オクターブ範囲に限らず、任意
の音名からの１オクターブ範囲であつてよい。こ
のオクターブレートデータ発生回路１４は、後述
から明らかなように、所定の基準オクターブより
低いオクターブに関しては補間情報発生手段とし
て機能する。すなわち、基準オクターブよりも低
いオクターブに対応する数値データすなわちレー
トデータRATEはそのオクターブに対応する補
間情報として機能する。 ノートクロツク発生回路１５は、Ｐナンバ発生
回路１３から与えられたＰナンバに応じて、発生
すべき楽音の音名に対応する周波数を持つノート
クロツクパルスを発生するものである。このノー
トクロツクパルスは、アドレス信号発生回路１６
において上述のレートデータRATEを加算計数
（又は減算計数でもよい）してアドレス信号を変
更することを要求する信号として機能するのでア
ドレス変更要求信号CRQともいうことにする。 アドレス信号発生回路１６は、アドレス変更要
求信号CRQが与えられたときレートデータ
RATEを加算計数（又は減算計数でもよい）す
ることによりアドレス信号を発生するものであ
る。従つて、アドレス信号は、アドレス変更要求
信号CRQが与えられるタイミング毎に（つまり
ノートクロツクパルスが発生するタイミング毎
に）レートデータRATEの値だけ（オクターブ
に対応する数値だけ）遂次増加（又は減少）す
る。通常知られているように、アドレス信号は所
定のモジユロ数で増加（又は減少）を繰返す。 アドレス信号発生回路１６から発生されるアド
レス信号は整数部と小数部とに分けることがで
き、その整数部はトーンジエネレータ１７から発
生すべき楽音波形サンプル点振幅信号のサンプル
点順位つまり位相を指定する位相アドレス信号
PHAとして該トーンジエネレータ１７に供給さ
れ、その小数部は補間アドレスを指示する補間ア
ドレスデータINTとしてピツチ同期・補間回路
１８に供給される。なお、直線補間の場合、補間
アドレスデータINTはそのまま補間係数として
用いることができる。 ピツチ同期・補間回路１８は、トーンジエネレ
ータ１７から発生された楽音波形サンプル点振幅
信号をその音高すなわちピツチに同期してサンプ
リングし直すこと（これをピツチ同期動作とい
う）、及びピツチ同期された状態の楽音波形サン
プル点振幅信号を隣接するサンプル点間（隣接す
る整数部アドレス間）で前記補間アドレスデータ
INTに応じて補間すること、を行う。 前述のオクターブレートデータRATEは整数
部と小数部とから成り、前述の補間情報として機
能するのは小数部のデータである。アドレス信号
の小数部すなわち補間アドレスデータINTは、
このレートデータRATEの小数部を演算するこ
とにより求められたものである。オクターブレー
トデータRATEは、後述から明らかになるよう
に、発生すべき楽音のオクターブが所定の基準オ
クターブより低いとき小数部の値を持つており、
それ以上のときは小数部の値を持つていない。従
つて、基準オクターブより低いとき補間アドレス
データINTが発生されて補間回路１８で補間が
行われるが、それ以上のときは補間アドレスデー
タINTは発生されず、補間は行われない。 ピツチ同期・補間回路１８から出力された楽音
信号はデイジタル／アナログ変換器１９でアナロ
グ信号に変換され、サウンドシステム２０に至
る。なお、音色選択回路２１は発生すべき楽音の
音高を選択するためのものであり、そこで選択さ
れた音色を示す音色情報TCがトーンジエネレー
タ１７及びその他の回路に与えられる。発音割当
て回路１２からピツチ同期・補間回路１８に至る
各回路の動作は各チヤンネル毎に時分割で行われ
る。タイミング信号発生回路２２は各回路の時分
割動作を制御するための各種タイミング信号及び
マスタクロツクパルスφ_M並びにその他のクロツ
クパルスを発生するものである。 更に、第１図の実施例では、前述のピツチ同期
動作と時分割動作速度に関して特別の工夫がなさ
れている。 ピツチ同期のために、ノートクロツク発生回路
１５が設けられており、発生すべき楽音の音名に
対応する周波数を持つノートクロツクパルスすな
わちアドレス変更要求信号CRQが発生される。
このアドレス変更要求信号CRQの発生タイミン
グに対応してアドレス信号を変化させれば、この
アドレス信号に基づき発生される楽音波形信号の
実効サンプル周波数とそのピツチとが調和し、ピ
ツチ同期が達成される。しかし、後述から明らか
なように、この実施例ではアドレス信号発生回路
１６及びトーンジエネレータ１７の段階ではピツ
チ同期が達成されず、ピツチ同期・補間回路１８
でピツチ同期が達成されるようになつている。と
ころで、ノートクロツク発生回路１５では、共通
のマスタクロツクパルスφ_Mに基づき種々の音名
に対応するノートクロツクパルスを各チヤンネル
毎に時分割で発生しなければならず、また、ピツ
チ同期の精度を高めるためにはノートクロツクパ
ルスの周波数も比較的高いことが望ましい。従つ
て、ノートクロツク発生回路１５は比較的高速の
時分割タイミングで動作することが要求される。
また、ピツチ同期を実現するピツチ同期・補間回
路１８もノートクロツクパルスと同様の高速時分
割タイミングで動作することが要求される。一
方、発音割当て回路１２及びトーンジエネレータ
１７はそれほど高速の時分割タイミングで動作す
ることが要求されず、むしろ時分割タイミングは
比較的低速の方が回路構成上あるいは楽音発生演
算処理上好ましい。 そこで、この実施例では、高速と低速の２通り
の時分割動作速度で必要な回路を動作させるよう
にしている。つまり、発音割当て回路１２とトー
ンジエネレータ１７は低速の時分割タイミングで
各チヤンネルの時分割処理を行い、ノートクロツ
ク発生回路１５とピツチ同期・補間回路１８は高
速の時分割タイミングで各チヤンネルの時分割処
理を行うようにしている。発音割当て回路１２の
出力は低速の時分割タイミングで出力される。し
かし、ノートクロツク発生回路１５は高速時分割
タイミングで動作するので、これに合わせるため
に、Ｐナンバ発生回路１３の内部に信号の時分割
速度を低速から高速に変換する手段が設けられて
いる。また、ノートクロツク発生回路１５の出力
CRQも高速時分割タイミングの信号であるため、
これに合わせてレートデータRATEも高速時分
割タイミングにするために、オクターブレートデ
ータ発生回路１４の内部にも信号の時分割速度を
低速から高速に変換する手段が設けられている。 アドレス信号発生回路１６の内部では高速時分
割タイミングの信号であるアドレス変更要求信号
CRQとレートデータRATEとに基づきアドレス
信号を発生しなければならないが、このアドレス
信号（特にその整数部）を利用するトーンジエネ
レータ１７は低速時分割タイミングで動作するた
め、信号のの時分割速度を高速から低速に変換す
る手段が該回路１６の内部に設けられており、少
なくともアドレス信号の整数部つまり位相アドレ
ス信号RHAを低速時分割タイミングで出力する
ようになつている。ピツチ同期・補間回路１８に
おけるピツチ同期動作はノートクロツクパルスす
なわちアドレス変更要求信号CRQと同様の高速
時分割タイミングで行う必要があり、また、ピツ
チ同期された状態を損わずに補間を行うためには
補間動作も高速時分割タイミングで行う必要があ
る。そこで、該回路１８の内部には、トーンジエ
ネレータ１７から送られてきた低速時分割タイミ
ングの楽音波形サンプル点振幅信号を高速時分割
タイミングに変換する手段が設けられている。な
お、補間動作が高速時分割タイミングで行われる
ため、アドレス信号発生回路１６から発生される
補間アドレスデータINTは高速時分割タイミン
グのままでよい。 次に第１図における各回路の詳細例について説
明する。 （時分割タイミングの説明） まず、低速及び高速時分割タイミングの一例に
ついて第２図と共に説明する。 高速の時分割タイミングはマスタクロツクパル
スφ_Mの１周期を１タイムスロツトとして形成さ
れる。一例として発音チヤンネル数が４であると
すると、高速時分割タイミングにおける第１〜第
４チヤンネルのタイムクロツクすなわち高速チヤ
ンネルタイミングは第２図ｂのようである。従つ
て、高速時分割タイミングにおける１音のサンプ
リング周期はマスタクロツクパルスφ_Mの４倍で
ある。第２図ｄはマスタクロツクパルスφ_Mの16
倍の周期を持つ低速クロツクパルスφ₁を示し、
この低速クロツクパルスφ₁の１周期を１タイム
スロツトとして低速時分割タイミングを設定す
る。第２図ｅはこの低速時分割タイミングに従つ
て第１図の発音割当て回路１２から出力されるキ
ーコードKCのチヤンネル名を示したものである。
第２図ｃは、チヤンネル同期パルスCHを示すも
ので、このパルスCHは信号の時分割速度を低速
から高速にあるいはその逆に変換するときに使用
されるものである。このパルスCHは低速チヤン
ネルタイミングが１巡する64φ_M（マスタクロツク
パルスφ_Mの64周期）の間に、各チヤンネル１〜
４の高速時分割タイミングに夫々１度だけ対応し
て発生される合計４つのパルスからなる。例え
ば、チヤンネル１の高速時分割タイミングで１パ
ルス発生し、その17φ_M（マスタクロツクパルスφ_M
の17周期）後のチヤンネル２の高速時分割タイミ
ングで１パルス発生し、更にその17φ_M後のチヤ
ンネル３の高速時分割タイミングで１パルス発生
し、更にその17φ_M後のチヤンネル４の高速時分
割タイミングで１パルス発生し、更にその13φ_M
（マスタクロツクパルスφ_Mの13周期）後のチヤン
ネル１の高速時分割タイミングに戻つて１パルス
発生する。第２図ｆは、発音割当て回路１２から
発生される反転キーオンパルスの発生タ
イミングを示すものである。このパルス
は通常“１”であるが、或るチヤンネルに新たな
押圧鍵が割当てられると、そのチヤンネルに対応
するチヤンネル同期パルスCHの発生タイミング
に対応して１度だけ“０”となる。 （Ｐナンバの説明） Ｐナンバとは、或る基準オクターブにおける各
音名Ｃ〜Ｂに対応する周波数を持つ楽音波形の１
周期中のサンプル点数を示す数である。任意の音
名の複数音の時分割的発生を可能にしているた
め、基本的なサンプリング周波数はどの音名でも
共通であり、これは前述の通り、マスタクロツク
パルスφ_Mの４倍の周期を持つものである。他方、
基本的なサンプリング周波数が共通であるため、
各音名のＰナンバは、その音名周波数に対応して
夫々異なる値を示す。基準オクターブにおける或
る音名の周波数をfnとし、上述の共通のサンプリ
ング周波数をfcとすると、その音名に対応するＰ
ナンバは次のようにして定める。 Ｐナンバ＝fc÷fn …(1) ここで、共通サンプリング周波数fcがfc＝
785.54kHz、音名Ａの周波数fnがfn＝440Hz（つま
りA4音）であるとすると、音名ＡのＰナンバは、
上記式から、 音名ＡのＰナンバ＝785540÷440＝1785 となる。 一方、トーンジエネレータ１７内で発生可能な
楽音波形１周期当りの異なるサンプル点振幅値の
サンプル点数が64であるとすると、周波数fnの実
効サンプリング周波数feは、 fe＝fn×64 …(2) となり、fn＝440Hzの場合は、 fe＝440×64＝28160Hz となる。 同様にして、或る基準オクターブにおける各音
名のＰナンバと実効サンプリング周波数feを下記
表のように決定することができる。この例の場
合、基準オクターブはG4音からＦ＃５音までの
１オクターブである。

【表】 （ノートクロツクパルスの説明） ノートクロツク発生回路１５（第１図）におい
て、ノートクロツクパルスすなわちアドレス変更
要求信号CRQは、マスタクロツクパルスφ_Mに基
づき確立される共通サンプリング周波数fcをＰナ
ンバに応じて分周することにより得られる。前述
から明らかなように、Ｐナンバは１周期波形中の
共通サンプリング周波数fcの周期数つまりサンプ
ル点数であり、一方、トーンジエネレータ１７で
発生可能な楽音波形１周期当りの実効的なサンプ
ル点数は前述の通り64である。従つて、共通サン
プリング周波数fcを分周する分周数を 分周数＝Ｐナンバ÷64 …(3) とすれば、その分周出力として楽音１周期当り64
個のパルスを得ることができ、これにより64個の
実効的なサンプル点をすべて確立することができ
る。このようにして定まる分周数によつて共通サ
ンプリング周波数fcを分周すると、前記(1)、(2)、
(3)式より、 fc÷分周数＝（fn×Ｐナンバ）÷ （Ｐナンバ÷64）＝fn−64＝fe …(4) となり、この分周出力によつてサンプル点アドレ
スを変化させることにより実効サンプリング周波
数feを確立することができる。このようにして確
立される実効サンプリング周波数feは、音名周波
数fnに調和しており、ピツチ同期が実現される。
ノートクロツク発生回路１５から発生されるノー
トクロツクパルスすなわちアドレス変更要求信号
CRQは上記(4)式で示されるような分周出力信号
すなわち実効サンプリング周波数feを持つ信号で
ある。 ところで、上記(3)式で定まる周波数は整数にな
るとは限らず、小数を含むことが多い。例えば、
音名Ａの場合、 分周数＝1785÷64≒27.89 である。そこで、ノートクロツク発生回路１５に
おける分周動作は、後述のように、(3)式で定まる
分周数に近い２つの整数で適宜分周し、その平均
的な結果として(3)式で定まる分周数で分周したの
と同じ結果が得られるようにしている。 （Ｐナンバ発生回路１３及びノートクロツク発生
回路１５の詳細例説明） 第３図において、Ｐナンバ発生回路１３は、前
記第１表に示すような基準オクターブにおける各
音名のＰナンバを予め記憶したＰナンバメモリ２
３と、低／高速変換部２４とを含んでいる。低／
高速変換部２４は、Ｐナンバメモリ２３の出力を
「１」入力に入力したセレクタ２５と、チヤンネ
ル数４に対応する４ステージのシフトレジスタ２
６とを含んでおり、シフトレジスタ２６の出力が
セレクタ２５の「０」入力を介して循環するよう
になつている。セレクタ２５の選択制御信号とし
てチヤンネル同期パルスCH（第２図ｃ参照）が
入力されており、これが“１”のとき「１」入力
を選択し、“０”のとき「０」入力を選択する。
シフトレジスタ２６はマスタクロツクパルスφ_M
によつてシフト制御される。 Ｐナンバメモリ２３は、発音割当て回路１２
（第１図）から第２図ｅに示すような低速時分割
タイミングで出力される各チヤンネルのキーコー
ドKCを入力し、このキーコードKCの音名に対応
してＰナンバを読み出す。読み出されたＰナンバ
は第２図ｅと同様の低速時分割タイミングの信号
である。低／高速変換部２４は、読み出されたＰ
ナンバの時分割タイミングを高速に変換するもの
である。すなわち、低速タイミングのチヤンネル
１のときメモリ２３から読み出されたＰナンバ
が、高速のチヤンネル１のタイミングでチヤンネ
ル同期パルスCHが“１”になつたときセレクタ
２５で選択され、シフトレジスタ２６に取込まれ
る。同様に、他の低速のチヤンネル２，３，４の
タイミングで読み出されたＰナンバが、夫々に対
応する高速のチヤンネル２，３，４のタイミング
でパルスCHが“１”になつたときセレクタ２５
で選択され、シフトレジスタ２６に取込まれる。
シフトレジスタ２６に取込まれたＰナンバは、次
にそのチヤンネルの高速タイミングでパルスCH
が“１”になるときがくるまで、セレクタ２５の
「０」入力を介して該シフトレジスタ２６で循環
保持される。こうして、シフトレジスタ２６の４
つのステージにはチヤンネル１〜４に割当てられ
た鍵の音名に対応するＰナンバが入つており、マ
スタクロツクパルスφ_Mに従つてシフトされなが
らその４倍の周期で（つまり共通サンプリング周
波数fcの周期で）繰返し出力される。従つて、シ
フトレジスタ２６から出力される各チヤンネルの
Ｐナンバのタイミングは第２図ｂのようである。
このＰナンバは例えば12ビツトの２進コード化信
号から成る。 第３図において、ノートクロツク発生回路１５
は、シフトレジスタ２６から出力されたＰナンバ
を入力する加算器２７と、この加算器２７の出力
を「０」入力に入力したセレクタ２８と、このセ
レクタ２８の出力を入力した４ステージのシフト
レジスタ２９と、シフトレジスタ２９の出力の下
位６ビツト（小数部）をゲートして加算器２７の
他の入力に与えるゲート３０と、シフトレジスタ
２９の出力の上位７ビツト（整数部）を入力して
全ビツトが“１”の７ビツトから成るオール
“１”信号と加算する加算器３１とを含んでいる。
Ｐナンバそれ自体は12ビツトの２進コード化信号
であるが、加算器２７の出力は桁上がり信号のビ
ツトとして１ビツト余分に含む13ビツトの信号か
ら成る。 反転キーオンパルス（そのタイミング
関係は第２図ｆに示されている）と加算器３１の
キヤリアウト出力COから出力された信号がアン
ド回路３２に入力されており、このアンド回路３
２の出力がセレクタ２８の選択制御入力に加わ
る。アンド回路３２の出力信号が“０”のときは
加算器２７からセレクタ２８の「０」入力に与え
られた信号が選択され、“１”のときは「１」入
力に与えられた信号が選択される。セレクタ２８
の「１」入力には、シフトレジスタ２９の出力の
下位６ビツト（小数部）と加算器３１の７ビツト
（整数部）とから成る13ビツトの信号が与えられ
る。 セレクタ２８、シフトレジスタ２９、加算器３
１の部分は、Ｐナンバに応じて前記(3)式に示すよ
うな分周数を確立し、この分周数の整数部に応じ
て共通サンプリング周波数fcの分周を行うための
回路である。加算器２７は、上記分周数の小数部
に応じて前記整数部の値を調整するためのもので
ある。 前記(3)式において除数64は2⁶であるため、分周
数を求めるために格別の割算を行うことなく、単
にＰナンバの下位６ビツトを小数部として取扱う
だけで該Ｐナンバに対応する分周数を確立するこ
とができる。従つて、加算器２７、セレクタ２８
及びシフトレジスタ２９の出力信号13ビツトのう
ち下位６ビツトが小数部の重みであり、上位７ビ
ツトが整数部の重みである。 加算器３１においてオール“１”信号を加算す
ることは１減算することに等しい。従つて、加算
器３１では、事実上、シフトレジスタ２９の出力
の整数値から１減算することを行う。この加算器
３１の減算結果は演算されなかつた小数部の６ビ
ツトデータと共にセレクタ２８の「１」入力に戻
され、シフトレジスタ２９を経由して再び加算器
３１に入力される。シフトレジスタ２９はマスタ
クロツクパルスφ_Mによつてシフト制御されるた
め、同じチヤンネルの信号がシフトレジスタ２９
から出力される周期はマスタクロツクパルスφ_M
の４倍の周期つまり共通サンプリング周波数fcの
周期である。 鍵の押し始めにおいて、その鍵が割当てられた
チヤンネルタイミングで反転キーオンパルス
KONPが一度だけ“０”となり、このとき、セ
レクタ２８の「０」入力を介して該鍵のＰナンバ
が選択される。このＰナンバの整数部がシフトレ
ジスタ２９から加算器３１に与えられ、共通サン
プリング周波数fcの周期で該整数部から１が繰返
し減算される。整数部の減算結果が１以上の値の
とき、加算器３１のキヤリイアウト出力COから
は絶えずキヤリイアウト信号“１”が出力され、
アンド回路３２の条件が成立するので、セレクタ
２８は「１」入力が選択し続ける。減算の繰返し
によつてやがて加算器３１の出力が“０”になつ
たとき、つまりＰナンバの整数部の数と同数のfc
の周波数が経過したとき、加算器３１のキヤリイ
アウト信号は出力されず、アンド回路３２の条件
は成立しない。そのとき、セレクタ２８は「０」
入力を選択し、Ｐナンバをシフトレジスタ２９の
出力の下位６ビツト（小数部データ）とを加算し
た加算器２７の出力を選択する。こうして、小数
部の加算によつて幾分変更された値のＰナンバが
シフトレジスタ２９に与えられ、今度は変更され
たＰナンバの整数値から１減算することが繰返さ
れる。なお、ゲート３０は反転キーオンパルス
KONPによつて鍵の押し始めでだけ不能化され、
それ以外のときは常時小数部データを加算器２７
に与える。加算器２７におけるＰナンバに対する
小数部データの加算によつて、実際に分周に使用
する分周数の整数値はＰナンバから求まる分周数
の整数値よりも１大きくなることがある。例え
ば、音名ＡのＰナンバは1785であり、その分周数
は27・89であるが、最初はその整数値27に従つて
分周を行うが、次は27.89＋0.89＝28.78となり、
その整数値28に従つて分周を行うことになる。こ
うして、Ｐナンバによつて求まる分周数の整数値
と同じか、それよりも１大きい数に従つて、共通
サンプリング周波数fcの分周が行われ、平均的な
結果としてＰナンバによつて求まる分周数に従う
分周動作が達成される。加算器３１のキヤリイア
ウト出力COの信号がその分周出力に相当するも
のであり、これをインバータ３３で反転した信号
がノートクロツクパルスつまりアドレス変更要求
信号CRQとして出力される。 理解を深めるために、音名Ａを例にして、セレ
クタ２８の出力の変化の一例を示す。変化タイミ
ングは共通サンプリング周波数fcの周期である。
最初はＰナンバ1785に対応する分周数27.89であ
り、次にその整数値が１減つた26.89であり、以
下、25.89、24.89、23.89、…2.89、1.89とその整
数値が順次１づつ減少する。fcの27周期目にセレ
クタ２８の「１」入力に加わる数値が0.89とな
り、このときキヤリイアウト信号が“０”とな
り、ノートクロツクパルスつまりアドレス変更要
求信号CRQが“１”となり、セレクタ２８では
「０」入力を選択する。セレクタ２８の「０」入
力にはＰナンバ1785に対応する分周数27.89にシ
フトレジスタ２９から与えられる小数値0.89を加
算した値28.78が与えられている。従つて、28.78
がセレクタ２８から出力される。その後、セレク
タ２８の出力は27.78、26.78、25.78、24.78、…
2.78、1.78と順次１づつ減少してゆき、fcの28周
期目にセレクタ２８の「１」入力に加わる数値が
0.78となると共に、加算器３１のキヤリイアウト
信号が“０”となり、ノートクロツクパルスつま
りアドレス変更要求信号CRQが発生される。こ
のとき加算器２７の出力は27.89＋0.78＝28.67で
あり、これがセレクタ２８の「０」入力を介して
シフトレジスタ２９に与えられる。その後、セレ
クタ２８の出力は27.67、26.67、25.67、24.67、
…2.67、1.67と順次１づつ減少してゆく。こうし
て、27又は28を分周数として分周が行われる。 （オクターブレートデータ発生回路１４の詳細例
説明） 第４図において、基準オクターブコード発生回
路３４は音色選択情報TCに応じて所定の基準オ
クターブを示す３ビツトのオクターブコードを発
生する。このオクターブコードとオクターブの境
い目を示す４ビツトから成るＦ＃のノートコード
が減算器３５のＡ入力に与えられる。減算器３５
のＢ入力には発音割当て回路１２（第１図）から
与えられたキーコードKCが入力される。減算器
３５はＡ―Ｂなる減算を行ない、基準オクターブ
に対する発生すべき楽音のオクターブの差を求め
る。このオクターブの差は、３ビツトのオクター
ブコードと４ビツトのノートコードから成る７ビ
ツトのキーコード同士の差である７ビツト出力の
うち上位４ビツトによつて区別し得るので、減算
器３５からは上位４ビツトの減算結果が出力され
る。なお、この例では、オクターブコードのコー
ドづけにおけるオクターブの境い目は通常知られ
ているようにＢ音とＣ音の間としているのに対し
て、基準オクターブの設定においてはオクターブ
の境い目を第１表に示したようにＦ音とＧ音の間
としている。そのため、減算器３５ではキーコー
ドの全ビツトを用いて減算を行つている。もし、
基準オクターブの設定においてオクターブの境い
目をオクターブコードのコードづけと同様にＢ音
とＣ音の間としたならば、減算器３５ではオクタ
ーブコード同士のみの減算を行えばよい。なお、
基準オクターブコード発生回路３４は選択された
音色に応じて基準オクターブを変えることによ
り、音色に応じて鍵のオクターブシフトを実現す
る。一例として、典型的な基準オクターブは第１
表に示したようにG4〜Ｆ＃５の範囲である。 低／高速変換器３６は第３図に示した変換器２
４と同様に構成されたセレクタ３７及びシフトレ
ジスタ３８から成る。減算器３５から出力された
オクターブずれデータはこの変換器３６で高速時
分割タイミングに変換され、オクターブレート変
換メモリ３９に入力される。オクターブレート変
換メモリ３９は入力されたオクターブずれデータ
に応じて下記表に示すようなオクターブレートデ
ータRATEを出力する。

〔発明の効果〕

以上の通りこの発明によれば、発生すべき楽音
の音域に応じて楽音波形サンプル点間で補間を行
うようにしたので、低音域における実効サンプリ
ング周波数の低下を防ぐことができ、折返しノイ
ズの発生を抑止することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明を適用した電子楽器の一実施
例を示す全体構成ブロツク図、第２図はチヤンネ
ル時分割タイミングの一例を示すための各種タイ
ミング信号のタイミングチヤート、第３図は第１
図におけるＰナンバ発生回路及びノートクロツク
発生回路の詳細例を示すブロツク図、第４図は第
１図におけるオクターブレートデータ発生回路の
詳細例を示すブロツク図、第５図は第１図のアド
レス信号発生回路の詳細例を示すブロツク図、第
６図は第１図のピツチ同期・補間回路の詳細例を
示すブロツク図、第７図は第６図の補間回路の詳
細例を示すブロツク図、第８図は第５図における
高／低速変換部の変更例を示すブロツク図、第９
図はこの発明の他の実施例を示すブロツク図、第
１０図はこの発明に従うオクターブに応じたサン
プル点間補間の一例を示す楽音波形サンプル点振
幅信号の波形図、である。 １０…鍵盤、１１…押鍵検出回路、１２…発音
割当て回路、１３…Ｐナンバ発生回路、１４…オ
クターブレートデータ発生回路、１５，８６―１
〜８６―４…ノートクロツク発生回路、１６，９
０…アドレス信号発生回路、１７，９２…トーン
ジエネレータ、１８，９４―１〜９４―４…ピツ
チ同期・補間回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 発生すべき楽音の音高に対応して変化する位
   相情報を発生する位相情報発生手段と、 この位相情報に従つて楽音波形サンプル点振幅
   信号を発生する波形発生手段と、 前記発生すべき楽音の音域に応じて、該音域が
   低くなるほど補間を密に行うようにする補間情報
   を発生する補間情報発生手段と、 前記波形発生手段で発生された楽音波形サンプ
   ル点振幅信号の少なくとも２つのサンプル点間の
   振幅を前記補間情報に基づき補間する補間手段と を具えた楽音信号発生装置。 ２ 前記補間情報発生手段は、前記発生すべき楽
   音の音域が所定の基準音域より低い場合前記補間
   情報を発生するものである特許請求の範囲第１項
   記載の楽音信号発生装置。 ３ 前記補間情報は、前記サンプル点間の補間を
   行う場合に、その補間ステツプ数を前記音域に応
   じて定めるものである特許請求の範囲第１項又は
   第２項記載の楽音信号発生装置。 ４ 前記補間ステツプ数は音域が低くなるほど多
   くなるものである特許請求の範囲第３項記載の楽
   音信号発生装置。 ５ 前記位相情報発生手段は、前記発生すべき楽
   音の音域が前記基準音域以下の場合は前記波形発
   生手段から全サンプル点の前記振幅信号を発生さ
   せるが、該基準音域より高い場合はその音域に応
   じて１又は複数のサンプル点を飛び越しながら前
   記振幅信号を発生させるよう前記位相情報を発生
   するものである特許請求の範囲第２項記載の楽音
   信号発生装置。 ６ 前記音域はオクターブ単位で設定されるもの
   である特許請求の範囲第１項乃至第５項の何れか
   に記載の楽音信号発生装置。 ７ 発生すべき楽音のオクターブ音域内における
   相対的音名に対応してノートクロツクパルスを発
   生するノートクロツク発生手段と、 発生すべき楽音が属するオクターブ音域に対応
   して数値データを発生する数値データ発生手段
   と、 前記ノートクロツクパルスの発生タイミングで
   前記数値データの加算又は減算を行うことにより
   アドレス信号を発生するアドレス信号発生手段
   と、 前記アドレス信号の整数部に応じて楽音波形サ
   ンプル点振幅信号を発生する波形発生手段と、 前記波形発生手段で発生された隣接する整数部
   アドレスに対応する２つの楽音波形サンプル点振
   幅信号を前記アドレス信号の小数部に応じて補間
   する補間手段と を具えた楽音信号発生装置。 ８ 前記数値データは、所定の基準オクターブ音
   域に対する発生すべき楽音のオクターブ音域のず
   れに対応するものである特許請求の範囲第７項記
   載の楽音信号発生装置。