JPH0247706B2

JPH0247706B2 -

Info

Publication number: JPH0247706B2
Application number: JP57077770A
Authority: JP
Inventors: Ryoji Gamo
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1982-05-10
Filing date: 1982-05-10
Publication date: 1990-10-22
Also published as: JPS57201861A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は電子式の多相電力量計に係り、特に軽
負荷時に影響するオフセツト電圧誤差を除去する
多相電力量計に関する。

従来の電子式電力量計は、第１図に示すように
電力を算出する時分割型乗算回路１と、この電力
に比例した周波数に変換する電力―周波数変換器
２（以下、Ｖ―Ｆコンバータと指称する）とを備
えている。この時分割型乗算回路１は、電力給電
線の負荷電圧に比例した電圧信号e_vによりパルス
幅変調を行なつて電圧信号の大きさをパルス幅デ
ユーテイ・サイクル信号Ｄに変換するパルス幅変
調回路３と、デユーテイ・サイクル信号Ｄによつ
て開閉制御され閉成時に消費電流に比例した電圧
信号e_iを導入するスイツチＳと、この電圧信号e_i
の供給を受けて出力電圧e_pを出力する演算増幅器
４およびローパス・フイルタ５などで構成されて
いる。

このような電力量計は、パルス幅変調回路３か
ら出力されたデユーテイ・サイクル信号Ｄでスイ
ツチＳを開閉し電圧信号e_iを演算幅器４に供給す
ると、増幅器４の出力部には、 e_p＝Ｄ・e_i＝e_v・e_i とう消費電力に比例した電圧が得られる。この出
力電圧e_pはＶ―Ｆコンバータ２に加えられ、ここ
で電力に比例した周波数に変換した後、この周波
数信号をカウンタ（図示せず）で計数して積算電
力量を得ている。

しかしながら以上のような電力量計の構成で
は、軽負荷時つまり電力量計の定格に対し1/30と
か1/50の消費電流しか流れていない時には演算増
幅器４やＶ―Ｆコンバータ２よりオフセツト電圧
が生じこれが誤差の大きな原因となつている。

以下、ドリフト誤差について更に詳細に説明す
る。一般に電力量計はフルスケール（定格）に対
する相対誤差ではなく測定真値に対する絶対誤差
で取扱かわれ、その精度はフルスケール（定格
100％）に対し、1/30（3.33％）入力とか、1/50
（２％）入力、1/100（１％）入力などで保障する
必要がある。例えば消費電流に比例する電圧信号
e_iの定格を5Vと仮定し100％定格で0.5％まで誤差
を許せるとすれば、入力換算で25mVに相当す
る。このため1//50入力に対しては0.5％の許容絶
対誤差は入力換算で0.5mVに相当する。このこと
は、1/50入力で0.5％以内の誤差に収めるにはオ
フセツト電圧を0.5mV以内に抑える必要がある。

しかし、第１図に示すような電力量計の構成で
は演算増幅器４やＶ―Ｆコンバータ２で発生する
オフセツト電圧を0.5mVに抑えることは非常に困
難である。

また、従来、電力を正確な周波数に変換するに
は、Ｖ―Ｆコンバータ２を第２図のような構成に
したものがある。これはe_v，e_iの積である電圧信
号e_pp（瞬時電力に比例した電圧信号）を極性反転
する極性反転回路６を設け、これの後段側にスイ
ツチＳを介して積分回路７とヒステリシス特性を
持つコンパレータ回路８とを接続したものであ
る。つまり、第２図に示すＶ―Ｆコンバータ２は
正確な周波数を得るために積分回路７及びコンパ
レータ回路８の前段に極性反転回路６を設け、積
分出力が一定電圧に達するごとにコンパレータ回
路８の出力極性を反転してスイツチＳを選択閉成
し瞬時電力に比例した電圧を導入するようにして
いる。

しかし、このＶ―Ｆコンバータにあつては、前
段の極性反転回路６が軽負荷時に固有オフセツト
電圧が発生し、特に電力量計の如くフルスケール
精度ではなく絶対誤差をもつて取扱うものでは大
きな誤差となつて現われ、軽負荷時に高い精度を
上げることはできない。

本発明は上記実情にかんがみてなされたもの
で、給電線の負荷電圧および消費電流にそれぞれ
比例した電圧信号の各相乗算段階において絶対値
が等しく、かつ相反する極性を有する信号を得る
とともに、これらの信号を多相加算してe_pP，eo_N
を得、これを積分回路に導入するようにし、これ
によつてオフセツト・ドリフトを無視して軽負荷
時から定格までの全域の測定誤差を大幅に低減し
て精度の高い測定を行なう多相電力量計を提供す
るものである。

以下、本発明の実施例について図面を参照して
説明する。第３図は例えば平衡三相電力量計の構
成を示す図であつて、この場合には２つの相から
各別に瞬時電力に比例した電圧信号e_pP，e_pNを取
出す必要がある。なお、これら電圧信号e_pP，e_pN
を取出す手段は２つの相がそれぞれ同様な構成を
有しているので、１つの相について具体的に説明
し、他の１つの相についてはその詳しい説明を省
略する。同図においてe_v1は電力給電線の負荷電
圧に比例した電圧信号であり、この信号e_v1はパ
ルス幅変調回路１１でパルス幅変調されてパルス
幅のデユーテイ・サイクル信号Ｄに変換される。
１２はインバータ回路、S₁〜S₄はアナログスイツ
チであつてこれらのうちスイツチS₁，S₂に消費電
流に比例した正極性の電圧信号＋e_i1を、スイツ
チS₃，S₄に消費電流に比例した負極性の電圧信号
―e_i1を導入する。スイツチS₁，S₂，S₃，S₄は第
１のスイツチ群を構成する。この消費電流に比例
した電圧信号＋e_i1，−e_i1は例えば第４図のように
変成器２０を用い、２次側巻線の中間タツプを接
地し、巻線両端より絶対値が等しく位相が180゜異
なつた交流信号として取り出す。そして、デユー
テイ・サイクル信号ＤでスイツチS₁，S₃を、イン
バータ回路１２で反転したデユーテイ・サイクル
信号でスイツチS₁，S₄をそれぞれ開閉制御して
いる。なお、これらのスイツチS₁〜S₄は通常半導
体のスイツチング素子を用い、かつ信号Ｄ，が
“１”の時に閉成し、“０”の時に開放するように
している。さらに、スイツチS₁，S₃の出力部を共
通して抵抗R_1PおよびコンデンサC_1Pよりなるロー
パスフイルタに接続し、同様にスイツチS₂，S₄の
出力部を共通にして抵抗R_1Nおよびコンデンサ
C_1Nよりなるローパスフイルタに接続している。
従つて、以上のような構成にすれば、電圧信号＋
e_i1，−e_i1をパルス幅変調回路１１でパルス幅変調
してそのパルス幅デユーテイ・サイクル信号Ｄ，
ＤでスイツチS₂，S₃とスイツチS₁，S₄を交互に開
閉制御し、これによりローパスフイルタを介して
絶対値が等しく極性が正負に異なる直流信号e_pP，
e_pNを得ることができる。この直流信号e_pP，e_pNは
電圧信号e_v1，e_i1の積、即ち瞬時電力に比例した
電圧信号である。なお、もう１つの相からも同様
にしてe_v2，e_i2の積に比例した直流電圧信号を取
出すとともに、これら２つの相から取出した電圧
信号を加算合成してe_pP，e_pNを得るものである。

さらに、複数のローパスフイルタの出力部はそ
れぞれアナログスイツチS_a，S_bを介して共通接続
され、この共通接続部に抵抗R₂及びコンデンサ
C₂を持つ積分回路１３を介してヒステリシス特
性のコンパレータ回路１４を接続している。これ
ら積分回路１３、コンパレータ回路１４はＶ―Ｆ
コンバータを構成する。このコンパレータ回路１
４の出力側に得られる信号の一部は前記アナログ
スイツチS_a，S_bの開閉制御信号として用い、また
コンパレータ回路１４の他方入力部である負入力
部に帰還する。１５，１６はインバータ回路であ
る。即ち、コンパレータ回路１４は積分回路１３
の出力電圧が一定電圧に達するごとに反転出力
し、これによつてスイツチS_aおよびS_bを交互に閉
じて電圧信号e_pP，e_pNを積分回路１３に選択導入
するものである。この場合、積分回路１３の出力
e_Qが一定値に達する時間はe_pP，e_pNの大きさに比
例するもので、電力に比例した周波数_pを正確に
求めることができる。

以下、第３図に示す電力量計の動作について詳
細に説明する。パルス幅変調回路１１は電圧信号
e_v1をパルス幅変調して電圧信号e_v1に比例したパ
ルス幅デユーテイ・サイクル信号Ｄを得る。今、
第５図のように論理信号“１”の区間をt_a、論理
信号“０”の区間をt_bとするとe_v1＝OVの附近に
ついてみれば、50％のデユーテイ・サイクル信号
Ｄではt_a＝t_bとなる。電圧信号e_v1が正の場合はt_a
＜t_b、電圧信号e_vが負の場合はt_a＞t_bとなる。

そして、このデユーテイ・サイクル信号Ｄ，
を式で表わすと、Ｄ＝t_a／Ｔ＝e_r−e_v1／2e_r ……(1) ＝t_b／Ｔ＝e_r＋e_v1／2e_r ……(2) となる。ここで、e_rはパルス幅変調回路１１の基
準電圧である。従つて、第３図においてデユーテ
イ・サイクル信号でスイツチS₁，S₄を、デユー
テイ・サイクル信号ＤでスイツチS₂，S₃を開閉制
御すると、抵抗、コンデンサよりなるローパスフ
イルタの出力部には以下に示す電圧信号e_pP，e_pN
が得られる。

e_pP＝e_i1・＋（−e_i）・Ｄ＝e_i1e_r＋e_v1／2e_r＋（−e_i1e_r−e_v1／2e_r）＝e_i1・e_v1／e_r ……(3) e_pN＝e_i1・Ｄ＋（−e_i1）・＝e_i1e_r−e_v1／2e_r＋（−e_i1e_r＋e_v1／2e_r）＝−e_i1・e_v1／e_r ……(4) つまり、電圧信号e_pP，e_pNは、それぞれ絶対値
の等しい極性の異なる正負の直流電圧（瞬時電力
に比例した正負の直流電圧）が得られる。もう１
つの相においても同様な手段によりe_pP，e_pNが得
られる。従つて、平衡三相三線式電力量計の場合
には２つのパルス幅変調回路１１，１１を持ち、
そのデユーテイ・サイクル信号の出力で各相の消
費電流に比例した電圧信号e_i1，e_i2を導入する第
１のスイツチ群S₁〜S₄および第２のスイツチ群S₁
〜S₄を開閉し、ローパスフイルタで加算合成して
e_pP，e_pNを得ている。

一方、スイツチS_a，S_bはスイツチS₁〜S₄とは非
同期で動作する。今、R_1P＝R_1N≪R₂とすると、
スイツチS_a又はS_bの開閉により、両スイツチS_a，
S_bの共通出力部の電圧信号e_nはe_pP，e_pNの電圧信
号が交互に得られることになる。

次に、この電圧信号e_pP，e_pNを周波数に変換す
る場合について第６図にて説明する。同図から明
らかなように区間t_cではスイツチS_aが閉成し、区
間t_dではスイツチS_bが閉成して（第６図ｂ参照）、
スイツチS_a，S_bの共通出力部には交互に電圧信号
e_pPおよびe_pNが得られ、これが積分回路１３に供
給される。一方、コンパレータ回路１４には比較
のための基準電圧e_c＝±e_p／２が印加されている。

即ち、区間t_cではe_c＝−e_p／２、区間t_dではe_c＝＋ e_p／２の電圧がコンパレータ回路１４の負入力部に印加されている。

従つて、区間t_cで電圧信号e_pPを積分回路１３に
供給すると、同回路１３の積分出力e_Qは＋e_p／２から下降していく（第６図ｃ参照）。そして、この
積分出力e_Qが−e_p／２に到達すると、コンパレータ回路１４は反転動作を行なう。ここで、区間t_dに
切り換わる。

この区間t_dでは、電圧信号e_pNが積分回路１３
に供給される。この場合、積分回路１３の出力は
第６図ｃに示すように−e_p／２から上昇に転ずる。

そして、積分出力e_Qが＋e_p／２に達すると、コンパレータ回路１４が反転する。この時点で再び区間
t_cに戻ることになる。

従つて、このコンパレータ回路１４の反転周期
T_fは、 T_f＝t_c＋t_d＝e_p・R₂C₂／e_pP＋e_p・R₂C₂／e_pN ＝2e_p・e_r・R₂・C₂／e_il・e_v1＋e_i2・e_v2 ……(5) となり、コンパレータ回路１４の出力周波数₀は
(5)式から、 f₀＝１／T_f ＝e_i1・e_v1＋e_i2・e_v2／2e_p・e_r・R₂・C₂ となる。ここで、e_p，e_rはそれぞれ一定の基準電
圧であるため、出力周波数₀はe_i1・e_v1＋e_i2・e_v2
即ち給電線の消費電流に比例した値となり、これ
をカウンタで計数すれば積算電力量を得ることが
できる。

従つて、以上のように電力量計を構成すれば、
給電線の負荷電圧および消費電流にそれぞれ比例
する電圧信号の各相乗算段階において絶対値が等
しく、かつ相反する極性を有する信号を得るとと
もに、これらの信号を多相合成してe_pP，e_pNを得
るようにしているので、オフセツト電圧を無視で
きて軽負荷時でも正確な電力量を得ることができ
る。

次に、軽負荷時のオフセツト電圧誤差について
述べる。先ず、第３図に示す電力量計は第２図の
ような極性反転回路を有しないのでその固有オフ
セツト電圧はなくなる。しかし、従来と同様に積
分回路１３およびコンパレータ回路１４のオフセ
ツト電圧について懸念される。この場合、積分回
路１３ではオフセツト電圧e_pS1はコンデンサC₂に
初期値として残るが、第７図に示すようにオフセ
ツト電圧のない時○イに対し、例えば負のオフセツ
ト電圧のある時○ロの積分出力e_Qは正方向積分と負
方向積分とは時間誤差が相殺するようになり、こ
のため２次的に小さな誤差しか現われないことに
なる。したがつて、オフセツト電圧によつて、
t_c，t_dは変化するが、周期Ｔは殆んど変化しない。

また、コンパレータ回路１４のオフセツト電圧
にあつては、第８図に示すように比較電圧のレベ
ル自体は変化するが、積分回路１３の行程は電圧
e_pで定まるので、オフセツト電圧の影響を受けな
い。第８図において○ハはオフセツト電圧誤差のな
い時の積分行程、○ニはオフセツト電圧e_pS2のある
積分工程であつてこれは（＋e_p／２＋e_pS2）−（−e_p／
２＋e_pS2）＝e_pで表わされる。このように、本構成の
ものは軽負荷になつても特に回路１３，１４のオ
フセツト電圧によつて誤差を生ずるようなことは
なくなる。

また、第３図では中間タツプ付き変成器２０を
用いて給電線の消費電流に比例した電圧信号±
e_i1，±e_i2を得ているが、第９図のように２次側巻
線に中間タツプのない変成器２０を用いて電圧信
号±e_i1，±e_i2をスイツチS₁〜S₄およびローパス・
フイルタを介しe_pP，e_pNとして取り出すようにす
ることも可能である。但し、この構成ではe_pP，
e_pNの振幅が第３図のものより1/2小さくなる。

また、第３図および第９図とは逆に消費電流に
比例した電圧信号±e_i1，±e_i2をパルス幅変調回路
１１に導き、負荷電圧に比例した信号e_v1，e_v2を
スイツチ群S₁〜S₄に導入する構成であつても同等
の機能が得られることは明らかである。

以上詳記したように本発明によれば、負荷電圧
および消費電流に比例する２つの信号の各相乗算
段階で絶対値の等しい極性の異なる区間電圧e_pP，
e_pNを変成器、スイツチ群を介して得、これを後
段の積分回路およびヒステリシス特性のコンパレ
ータ回路に導入するようにしたので、極性反転回
路の除去によつてこれの固有オフセツト電圧を無
視でき、かつオフセツト電圧の変動であるオフセ
ツトドリフトも低減することができる。また積分
回路等のオフセツト電圧の相殺等によつて軽負荷
時でも正確な電力量を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図および第２図は従来の電力量計の構成
図、第３図は本発明に係る多相電力量計の一実施
例を示す構成図、第４図は第３図に示す電圧信号
＋e_i1，−e_i1を取り出す一構成例を示す図、第５図
および第６図は第３図に示す電力量計の動作を説
明する図、第７図および第８図は積分回路および
コンパレータ回路のオフセツト電圧について説明
する図、第９図は本発明の他の実施例を説明する
構成図である。 e_v……給電線の負荷電圧に比例する電圧信号、
e_i……給電線の消費電流に比例する電圧信号、１
１……パルス幅変調回路、Ｄ……デユーテイ・サ
イクル信号、S₁〜S₄……第１のスイツチ群、S_a，
S_b……第２のスイツチ群、R_1P−C_1P，R_1N−C_1N
……ローパス・フイルタ、１３……積分回路、１
４……コンパレータ回路。

Claims

【特許請求の範囲】

１ある相の給電線の負荷電圧に比例した第１の
信号又は前記ある相の給電線の消費電流に比例し
た第２の信号によりパルス幅変調を行つて二極性
の第１のデユーテイ・サイクル信号を得る第１の
パルス幅変調回路と、前記ある相以外の給電線の
負荷電圧に比例した第３の信号又は前記ある相以
外の給電線の消費電流に比例した第４の信号によ
りパルス幅変調を行つて二極性の第２のデユーテ
イ・サイクル信号を得る第２のパルス幅変調回路
と、前記第１のパルス幅変調回路から出力される
第１のデユーテイ・サイクル信号で第１のスイツ
チ群を開閉制御してこのスイツチ群に導入される
前記第２の信号又は第１の信号を一対のローパ
ス・フイルタを通してそれぞれ絶対値が等しく極
性の異なる直流電圧に変換する第１の乗算回路
と、前記第２のパルス幅変調回路から出力される
第２のデユーテイ・サイクル信号で第２のスイツ
チ群を開閉制御してこのスイツチ群に導入される
前記第４の信号又は第３の信号を一対のローパ
ス・フイルタを通してそれぞれ絶対値が等しく極
性の異なる直流電圧に変換する第２の乗算回路
と、これら第１および第２の乗算回路の出力を加
算する乗算出力加算手段と、この乗算出力加算手
段により加算して得られた極性の異なる直流電圧
を交互に出力するスイツチ回路と、この回路から
取出された直流電圧を二重積分しこの積分出力が
正・負の所定電圧に達すると極性を反転して出力
し、この出力で前記スイツチ回路を駆動するＶ―
Ｆコンバータとを備えたことを特徴とする多相電
力量計。