JPH0248070B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は、FM／CW形式の電波高度計に関し、
さらに詳細には、高度計により測定された高度に
従つてデイジタル的に制御される周波数レスポン
スを有する、上記高度計用のトラツキングフイル
タに関する。 FM／CW形の電波高度計は、直線的に周波数
変調される持続波送信機と、送信信号の一部と上
記送信信号の地面反射信号から得た信号とを結合
するミキサを含む受信機と、上記ミキサの出力信
号の周波数を決定する周波数カウンタとを有して
いる。特定の位相の送信信号とそれと同じ位相の
受信信号間の時間遅れは、高度計を設置している
航空機の高度によつて変つてくる。送信信号の周
波数は時間に関して比例して変化するので、ミキ
サの送信及び受信信号の瞬時周波数は、高度の遅
れに比例した量だけ異なつてくる。すなわちミキ
サの出力信号の周波数は、航空機の高度に正比例
している。 従来のFM／CW電波高度計としては、たとえ
ば発明者B.L.Cordry他による米国特許第3341849
号、発明の名称「自己較正及び自己試験を行なう
高度計」がある。これは、可変周波数レスポンス
フイルタでミキサの出力信号を処理することによ
り性能を高め、かつそのレスポンス特性を信号の
強さの関数として変化するようにしたものであ
る。この種の高度計では、信号の強さが最低とな
る高度計の上方高度限界において処理信号の周波
数が最も高く、また処理信号の周波数は、高度が
減少するにつれ減少する一方、信号の強さは増加
するというものであつた。従つて、フイルタの周
波数レスポンスを信号の強さの逆関数として変化
させることにより、フイルタは自動利得制御装置
として作用し、よつて航空機がが地上に接近する
につれて周波数スペクトルが狭くなるという利点
が得られ、さらに高度計の精度を増すことができ
る。 デイジタル信号処理を行なうシステムでは、処
理される信号の周波数スペクトルを制御すること
は、信号の強さを制御することと同様に重要であ
る。フイルタの周波数レスポンスを信号の強さの
関数として制御する場合、信号の強さが弱まるこ
とだけがフイルタの周波数レスポンスを増大する
必要を意味しているので、レスポンスの調節が最
適に行なわれるとは限らない。受信信号の強さは
送信信号の強さの変化及び地上反射率の変化等高
度以外の係数の変化の結果として変化する。従つ
て、信号の強さの関数としてでなく処理される信
号の周波数の関数としてフイルタ周波数レスポン
スを制御することが望ましい。 本発明の目的は、FM／CW形の電波高度計用
帯域幅制御装置を提供することである。 本発明の他の目的は、処理信号の周波数により
レスポンス特性を制御するトラツキングフイルタ
であるFM／CW電波高度計用の帯域幅制御装置
を提供することである。 本発明の他の目的は、処理信号に周波数より高
い周波数を有する信号までフイルタのレスポンス
を減少するよう、信号周波数により、制御される
周波数レスポンスを有するFM／CW電波高度計
用のトラツキングフイルタに関する。 本発明は、フイルタのレスポンス特性を高度の
関数として調節するFM／CW電波高度計用の処
理すべきビート周波数信号の帯域幅を制御するト
ラツキングフイルタである。この調節は、RC形
のカスケードアクテイブフイルタセクシヨン内の
構成素子の値を変える高度制御スイツチにより行
なわれる。約128フイート（約39メートル）の高
度以下では、ハイパスフイルタ部分の時定数は増
加し、低い高度におけるレスポンスを強めてい
る。それより高い高度では、ハイパスフイルタ部
分の時定数は減少し、一方デユアルローパスフイ
ルタ部分の時定数は高度とは逆に減少するので、
フイルタの高周波ロール・オフ特性は、高い周波
数信号を処理する必要が生じた時には、高い方に
移行する。 以下、添付の図面に基づいて、本発明の実施例
について説明する。 第１図は、本発明のトラツキングフイルタを有
するFM／CW電波高度計のブロツク図である。
送信機１０は、航空機に取りつけられたアンテナ
１１にエネルギを与え、地面に向けて高周波ビー
ムを発射する。送信機１０は、接続波信号を出力
する。この信号は、変調器１３に送られる三角波
発生器１２の出力により線形的に周波数変調され
る。送信されたビームの地面反射信号は、アンテ
ナ１４により受信され、ミキサ１５に一入力とし
て送られる。カプラ１６からの送信信号の一部
は、ミキサ１５に第２入力として送られる。瞬時
周波数と送信及び受信信号間の差に等しい周波数
を有するビート信号から成るミキサ１５の出力
は、広帯域プリアンプ１７において増幅される。 単一の値ではないプリアンプ１７により増幅さ
れたビート信号は、実際には周波数の単側波スペ
クトルによつて構成され、そのピーク成分は装置
が取りつけられている航空機の高度に正比例した
周波数を有している。処理用の適当な信号成分の
選択を助けるため、プリアンプ１７の後にトラツ
キングフイルタ１８が設けられている。このフイ
ルタは装置の有効測定範囲以上の高度に相当する
周波数を有する信号成分を除去または減少するよ
うな帯域フイルタである。フイルタ１８を通過し
た信号の大きさは、リミタ１９において制限さ
れ、フエーズ・ロツクド・ループトラツキング発
振器２１の入力として送られる。トラツキング発
振器２１は、その入力におけるスペクトルの中か
ら最も突出した成分を選択し、その成分をロツク
オンしかつフオローして、単一値を有する信号を
出力する。 トラツキング発振器２１からの出力信号の周波
数は、周波数カウンタ２２において決定される。
カウンタからのデータは、マイクロプロセツサユ
ニツト２３において演算処理され、デイジタル形
式の高度表示を発生する。マイクロプロセツサユ
ニツト２３の出力における高度情報は、表示器２
４によりデイスプレイされるか、または航空機内
のどこか他の場所で用いるためデイジタル形式で
保持される。 第２図は、トラツキングフイルタ１８の周波数
レスポンス特性を示している。発生器１２からの
三角変調波とトランスミツタ変調指数の傾斜は、
ビート信号の周波数と高度間の比例定数を決定す
る。この定数は、本実施例では80Hz／0.305ｍで
ある。第２図の横軸にはビート信号の周波数とそ
れに対応する高度がプロツトされている。第２図
の縦軸には、プリアンプ１７、トラツキングフイ
ルタ１８、リミタ１９の総合レスポンスがdBで
プロツトされている。ここではいくつかの曲線族
しか示されていない。マイクロプロセツサ２３に
より高度の関数として制御されるトラツキングフ
イルタ１８の特性は、それぞれの高度では曲線族
のどの曲線が有効であるかを決定する。約39ｍ
（約128フイート）以下の高度では、トラツキング
フイルタ１８のレスポンスは、曲線２６で示され
る。約610ｍ（約200フイート）以上の高度では、
フイルタ特性は曲線２９で表わされる。約39ｍと
610ｍ間の高度では、フイルタ特性は30段階で変
化するが、図面では中間段階27、28の２つだけし
か示していない。高度計が約39ｍ以上で動作して
いる場合、フイルタの低周波レスポンスは、曲線
の部分３１をたどり、レスポンスは、周波数の減
少につれ、12dB／オクターブの割合で減少する。
約39ｍと610ｍ間の高度では、フイルタの中間周
波数レスポンスは、フイルタのピークレスポンス
が実際の高度に相当する周波数よりいく分低い周
波数で生ずるよう30個のレスポンス特性の１つか
ら選択される。たとえば、1000フイートの高度で
は、曲線２７が選択され、ピークレスポンスは約
40KHzで生じているが、実際には処理されるビー
ト周波数は80KHzである。このような作用は、航
空機の着隆の際生死にかかわる問題である高度を
減少するトラツキング信号を強めるものである。
約38ｍ以下で作動する場合、曲線２６が選択され
る。この曲線は、部分３２において、周波数の減
少につれて6dB／オクターブで減少する低周波数
レスポンスを示し、低い高度で生ずる地面反射信
号の振幅の変動を補償する。 第３図は、トラツキングフイルタ１８の構造を
示している。ミキサ１５からの信号は、広帯域プ
リアンプ１７で増幅された後、コンデンサ４１と
抵抗４２を介して演算増幅器４３の反転入力に送
られる。抵抗４４を介して増幅器４３の出力から
反転入力へフイードバツクが行なわれる。コンデ
ンサ４１と抵抗４２は、第２図の部分３１におけ
るフイルタレスポンスの上昇傾斜の一因となる微
分回路網を形成している。増幅器４３からの出力
は、演算増幅器４５を含む低域通過段に送られ
る。この低域通過段には、演算増幅器４６を含む
同様の低域通過段が接続している。増幅器４３の
出力は、抵抗４７を介して増幅器４５の非反転入
力に接続している。この非反転入力とアース間に
はコンデンサ４８が接続している。デイジタルス
イツチ４９は、データ入力ラインD₀−D₄に現わ
れる論理信号に応じて抵抗４７に並列に抵抗５１
−５５を接続する。抵抗５１の値は、抵抗４７の
値と同じに選択されている。一方抵抗５２−５４
の値は、抵抗４７の値の約1/2、1/4、1/8に選択
されている。抵抗５５は抵抗４７よりかなり小さ
い。データラインD₀〜D₄をバイナリシーケンス
で不能することにより、32個の可能値のいずれか
を増幅器４５への入力抵抗値の有効値として選択
することができる。最も高い有効入力抵抗値は抵
抗４７の値で、最も低い値は抵抗５１−５５に並
列に接続した抵抗４７の値である。デイジタルス
イツチ４９は負論理を用いているので、データラ
インD₀−D₄にシーケンス０ 0000が現われると
全スイツチS₁−S₅は閉じる。 低域通過部分の周波数レスポンスは、増幅器４
５とコンデンサ４８への有効入力抵抗値の積によ
り決定される。このような抵抗値の最も高い値
は、第２図の曲線２６のような最低値まで高周波
数レスポンスを減少する。一方このような抵抗値
の最も低い値は、第２図の曲線２９のような最高
値まで高周波数レスポンスを増加する。有効入力
抵抗値の中間値は、第２図の曲線２７，２８のよ
うな曲線を生ずる。 増幅器４６を含む低域通過部分は、前に述べた
低域通過部分と同様で、デイジタルスイツチ４９
に供給されるデータ入力と同じデータ入力により
制御される。従つて増幅器４６の周波数レスポン
スは、増幅器４５の周波数レスポンスと同じであ
る。増幅器４５，４６の総合作用は、12dB／オ
クターブの割合で、高周波ロール・オフを生じ
る。 増幅器４６からの出力は、コンデンサ５６，５
７、抵抗５８，５９、トランジスタ６１から成る
切換可能な回路網において微粉される。コンデン
サ５７は比較的高い値であるので、信号周波数に
対するインピーダンスは問題とならない。トラン
ジスタ６１が非導通状態の場合、抵抗５９は作用
しないので、演算増幅器６２への入力回路網の時
定数は、コンデンサ５６と抵抗５８の値の積によ
り決定される。抵抗５８は、抵抗５９の値に較べ
て比較的高い値のものである。トランジスタ６１
が導通する場合、増幅器６２への入力回路網の時
定数は、コンデンサ５６と抵抗５９の値の積とな
る。フイードバツク抵抗６３は、フイルタ１８の
全利得を調節できるよう調節可能であり、よつて
フイルタの構成部分の値の公差を補償することが
できる。 トランジスタ６１は、マイクロプロセツサ２３
からのデータラインD₇が論理“１”になると導
通する。トランジスタ６１は、約39ｍ以上の高度
では導通状態に保持されている。従つて増幅器６
２への入力回路網の時定数はコンデンサ５６と抵
抗５９の値の積となる。約39ｍ以下では、トラン
ジスタ６１は非導通状態となり、増幅器６２への
入力回路網の時定数は、コンデンサ５６と抵抗５
８の値の積となる。この時定数は、トランジスタ
６１が導通している場合の時定数の値よりかなり
高い。低い高度で時定数が増加すると、約
12dB／オクターブから約6dB／オクターブに低
周波域衰を変化することにより、フイルタの低周
波レスポンスは増加し、第２図のレスポンス曲線
の部分３２を生ずる。 増幅器６２からの出力は、通常の設計の二段リ
ミタ１９を介してフエーズ・ロツクド・ループト
ラツキング発振器２１の入力に送られる。前述し
たように、トラツキング発振器２１は、入力にお
ける信号の制限されたスペクトルから最も突出し
た成分にロツクし、周波数カウンタ２２で処理す
る単一周波数信号を発生する。マイクロプロセツ
サ装置２３は、周波数カウンタ２２からのデータ
入力を演算し、式Ｈ＝１／KFdを解く。ここで、
Ｈは航空機の高度、Ｋは80Hz／0.305ｍ、Fdはト
ラツキング発振器２１の出力信号の周波数であ
る。Ｈの値は、マイクロプロセツサ装置内のレジ
スタに記憶され、かつ後述するようなサブルーチ
ンにおいて使用され、データラインD₀−D₄，D₇
に供給されトラツキングフイルタ１８の特性を制
御する数値データを決定する。 第４図の曲線図は、トラツキングフイルタの周
波数レスポンスに対するデイジタルスイツチ４
９，４９′とトランジスタ６１の動作特性を示し
ている。この曲線図は、トラツキングフイルタの
各段の漸近的周波数レスポンスをプロツトしたも
のである。フイルタの全漸近的周波数レスポンス
は、各段のレスポンスを加算することにより得ら
れる。 増幅器４３は、次のような電圧伝達関数を有し
ている。 E₀／E₁＝Ａ・T₁S／T₂S＋１Ａ・jR₄₄C₄₁ω／jR₄₂C₄₁ω＋
１(1) Ａ＝R₄₄／R₄₂、Ｓ＝ｄ／dt 時定数、T₂＝R₄₂・C₄₁は約169KHzのコーナ周
波数fc＝１／2πTが得られるように選択されている。 抵抗R₄₄；R₄₂は、利得Ａが20dbとなるよう選択
されている。従つて、増幅器４３のレスポンス
は、第４図のライン４３により漸近的に表わすこ
とができる。このラインは、6dB／オクターブの
割合で低周波数から20dBのレベルにおける169K
Hzの彎曲点周波数まで直線的に上昇し、その後、
高周波ロール・オフが増幅器４３の固有周波数限
界により開始する約250KHzまで水平に延びてい
る。 増幅器４３の出力から増幅器４６の出力までの
電圧伝達関数は次のとおりである。 E₀／E₁＝Ａ１／（T₃S＋１）₂ ＝Ａ１／（jReffC₄₈ω＋１）² (2) Ａ＝１ 式(2)の時定数T₃Reff・C₄₈は、増幅器４５また
は４６への入力抵抗の有効値により決まる。最高
値で、全スイツチS₁−S₅は開放し、有効入力抵抗
はR₄₇の値である。R₄₇とC₄₈の値は、彎曲点周波
数が約7.2KHzとなるように選択されている。 全スイツチS₁−S₅が閉じた時、増幅器４５への
有効入力抵抗値は最低となる。抵抗５１−５５の
値は、全スイツチが閉じている場合、彎曲点周波
数が250KHzとなるように選択されている。 増幅器４５および４６の漸近的周波数レスポン
スは、0dBの縦軸に沿つて7.2KHzの彎曲点周波数
まで延び、その後12dB／オクターブで減少する
ラインで表示されている。 増幅器４５および４６への最低有効入力抵抗に
対する漸近的レスポンスは、0dBの縦軸に沿つて
250KHzの彎曲周波数まで水平に延び、その後
12dB／オクターブで減少するライン４５′／４
６′で示されている。 最高及び最低値間の有効入力抵抗値の値に対す
る増幅器４５および４６の周波数レスポンスは示
されていないが、これらレスポンスは、彎曲周波
数の値が7.2〜250KHzの間の、閉じたスイツチS₁
−S₅の組み合わせによつて決まる値であるという
ことを除けば、図示されたレスポンスと同様であ
る。 トランジスタ６１が導通している場合、増幅器
４６の出力から増幅器６２の出力までの電圧伝達
関数は次のように示される。 E₀／E₁＝Ａ・T₄S／T₄S＋１ ＝ＡjR₅₉C₅₆ω／jR₅₉C₅₆ω＋１ (3) Ａ＝R₆₃／R₅₈ 抵抗６３，５８の値は、利得Ａが約7dBとなる
ように選択されている。抵抗５９とコンデンサ５
６の値は彎曲点周波数が約12.3KHzとなるように
選択されている。従つて、増幅器６２の漸近的周
波数レスポンスは、12.3KHzにおける7dBまで上
昇する6dB／オクターブの傾斜を有するライン６
２で示されている。その後、レスポンスは、増幅
器の固有周波数限界によりロール・オフが開示す
る約250KHzまで平坦である。 トランジスタ６１が非導通状態の場合、増幅器
４６の出力から増幅器６２の出力までの電圧伝達
関数は次のように示される。 E₀／E₁＝ＡT₅S／T₆S＋１ ＝ＡjR₆₃C₅₆ω／jR₅₈C₅₆ω＋１ (4) Ａ＝R₆₃／R₅₈ 抵抗５８は抵抗５９よりかなり高いので、トラ
ンジスタ６１がオフに切換わることにより増幅器
６２のレスポンスの彎曲点周波数はかなり低くな
る。トランジスタ６１が非導通状態の場合、増幅
器６２への入力回路網の時定数をT₆＝R₅₈・C₅₆
に選択することにより彎曲点周波数は約1.85KHz
となる。トランジスタ６１が非導通状態の場合、
増幅器６２の漸近的周波数レスポンスは、彎曲点
周波数が低いことを除けばライン６２と同様のラ
イン６２′に示すとおりである。 トラツキングフイルタ１８の全体的な漸近的周
波数レスポンスは、ライン４３，４５／４６，６
２が高度の変化に応じて変化するのでこれらライ
ンの値の合計として種々の動作状態に対応して表
わすことができる。約39ｍの高度以下のトラツキ
ングフイルタのレスポンスは、曲線７０に示すよ
うな漸近線となる。よつて、トランジスタ６１は
非導通状態であり、全スイツチS₁−S₅は開いてい
る。従つて、ライン６２′，４３，４５／４６は
曲線７０の形状を決定する。1.85KHz以下では、
曲線７０は12dB／オクターブの傾斜を有してい
る。1.85〜7.2KHzの間では、曲線７０は6dB／オ
クターブの上昇傾斜を有している。7.2〜169KHz
では、曲線７０は、6dB／オクターブの割合で降
下し、その後の曲線７０は、12dB／オクターブ
の割合で、さらにその後は24＋dB／オクターブ
の割合で減少している。 たとえば762.5ｍ（2500フイート）のような高
い高度では、トランジスタ６１は導通し全スイツ
チS₁−S₅は閉じている。従つて、フイルタレスポ
ンスは、ライン４３，４５′／４６′，６２の総合
結果である漸近的曲線７１のようになる。12.3K
Hz以下では、曲線７１は12dB／オクターブの割
合で降下する。12.3〜135KHzでは、6dB／オクタ
ーブで上昇し、250KHzにおいて24＋dB／オクタ
ーブで降下する。曲線７２は、トランジスタ６１
が導通しかつ全スイツチS₁−S₅が開いている場合
のものである。なお、様々な組合せでスイツチS₁
−S₅を閉じることにより、曲線７２と７１間の中
間値曲線が得られる。 マイクロプロセツサユニツト２３は、第５図の
フローチヤートに示すようなサブルーチン“フロ
ントエンド帯域幅（FEBW）”を実行することに
より高度の関数としてフイルタ１８の周波数レス
ポンスを制御する。三角波発生器１２の４つの変
調サイクルを含む各プログラムサイクルで、マイ
クロプロセツサの動作をFEWBサブルーチンへ
切換える割込みが行なわれる。先ず、判断ブロツ
ク８０では、トラツキング発振器２１からの
PLLロツクドフラツグをテストする。フラツグ
が設定されていない場合、すなわち高度信号が得
られてない場合には、プログラムは遅延カウンタ
が４にセツトされているブロツク８１へ分岐し、
次にアキユムレータが80（Hex）にセツトされて
いるブロツク８２に進み、さらにプログラムは、
アキユムレータの内容をレジスタ３Ｅに記憶しか
つストローブアウトしてマイクロプロセツサのポ
ート03に書込むブロツク８３まで進行する。ポー
ト03は、データラインD₀−D₄，D₇を含んでいる。
80（Hex）は、バイナリ形式1000 000を有し、従
つてデータラインD₀−D₄は０にセツトされ、デ
ータラインD₇は１にセツトされている。デイジ
タルスイツチ４９，４９′は負論理を用いている
ため、スイツチS₁−S₅は全部閉じ、トランジスタ
６１は導通する（D₇＝１）。その結果、信号が得
られるまでフイルタ１８の周波数レスポンスは、
第２図の曲線２９に示すように幅広く広がつてい
る。アキユムレータのデータがポート３に供給さ
れると、プログラムは判断ブロツク８０に戻り、
次のプログラムサイクルの割込みを持つ。 後続するプログラムサイクルにおいて、信号が
得られかつPLLロツクド・フラツグがセツトさ
れた場合、割込の後、プログラムはブロツク８０
からブロツク８４へ進み、遅延カウンタを１カウ
ントづつ減算する。判断ブロツク８５において、
遅延カウンタの内容は、０であるかどうかテスト
される。遅延カウンタの内容が０でない場合、プ
ログラムはスタートに戻り、次の割込みを持つ。
サブルーチンを実行してフイルタの周波数レスポ
ンスを調節する前の４つのプログラムサイクルの
遅延により、フイルタ１８の周波数の調節を行な
う前にマイクロプロセツサが適当な高度データを
確実に有するようにしている。 プログラムがブロツク８４を通り、遅延カウン
タが０まで減算されると、プログラムはブロツク
８６に進む。マイクロプロセツサは、計算した高
度を各８ビツトの２バイトに有している。最上位
バイトはレジスタ３９内に記憶され、最下位バイ
トはレジスタ３８内に記憶される。レジスタ３８
の最下位ビツトは1/8フイートの高度値を有し、
レジスタ３９の最上位ビツトは、4096フイートの
高度値を有している。ブロツク８６では、高度レ
ジスタの高位バイト、すなわちレジスタ３９の内
容はアキユムレータに移される。８ビツトバイト
の最下位ビツトは32フイートの高度値を有し、最
上位ビツトは1249ｍ（4096フイート）の高度値を
有している。高度計は762ｍ（2500フイート）の
上方高度限界を有しているので、高位バイトのビ
ツト０〜ビツト６しか有効でない。また、64フイ
ートの高度インクリメントに相当する段階でフイ
ルタ周波数レスポンスを変える必要がある。ブロ
ツク８７において、アキユムレータに送られたレ
ジスタ３９からの内容は、右に１ビツトシフトさ
れ、アキユムレータの最上位ビツト（ビツト７）
は０にセツトされる。この動作の後、ビツト０は
20ｍ（64フイート）の高度値を有し、ビツト６は
2048フイートの高度値を有する。ブロツク８８，
８９では、アキユムレータの修正された内容はレ
ジスタR₂に記憶されかつアキユムレータのビツ
ト６をテスト用に分離される。 判断ブロツク９０において、アキユムレータの
ビツトは１であるかどうかテストされる。１であ
る場合、すなわち航空機が625ｍ（2048フイート）
以上の場合、プログラムは、アキユムレータが80
（Hex）にセツトされるブロツク８２へ分岐し、
さらにブロツク８３を経てデータをポート03へ供
給し、フイルタ周波数レスポンス曲線を幅広く広
げる。ブロツク９０において、ビツト６が１でな
い場合には、レジスタR₂の高度内容は、ブロツ
ク９１においてアキユムレータに再び記憶され
る。次に、メモリ場所3CO（Hex）〜3DF（Hex）
に記憶されているデイジタルスイツチ４９，４
９′を作動する適当なデータのアドレスを得るた
め、3COのオフセツトは、ブロツク９２において
アキユムレータの高度内容に加えられる。 下記の表１は、メモリ場所3CO〜3DFの内容の
略語表である。

【表】 ブロツク９３において、指定されたメモリ場所
の内容は、フエツチされ、かつアキユムレータへ
送られ、プログラムはブロツク８３において適当
なデータをポート03へ供給してフイルタ周波数レ
スポンスを調節する。表１に示すように、高度00
（Hex）では、フイルタへのデータ出力は3F
（Hex）となる。3F（Hex）において、ラインD₀
−D₄のデータ出力は各々１、ラインD₇の出力は
０となる。第３図のスイツチS₁−S₅は、全部開
き、トランジスタ６１は非導通状態である。従つ
て、フイルタの周波数レスポンスは第２図の曲線
３２となる。01（Hex）の高度では、データ出力
は1F（Hex）となるが、データビツトD₅はフイル
タを作動するためにはデコードされない（D₅は
システムの他の場所で使用される）ので、フイル
タの周波数レスポンスは変化しない。02〜1F
（Hex）の高度では、D₇は１で、D₀−D₄は高度の
増加についてインクリメンタルに減少し、フイル
タレスポンスは第２図の曲線２６，２９の間の曲
線となる。 なお、本発明はこれら実施例に限定されるもの
ではなく、本発明の思想に基づいて様々に改変す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明のトラツキングフイルタを内
蔵したFM／CW高度計のブロツク図、第２図は
低、高、中間高度における特性を示したトラツキ
ングフイルタの周波数レスポンスのグラフ、第３
図はトラツキングフイルタの概要図、第４図はト
ラツキングフイルタの周波数レスポンスの特性
図、第５図はトラツキングフイルタの周波数特性
を制御するマイクロプロセツサユニツトの動作を
示したフローチヤートである。 １０……トランスミツタ、１１，１４……アン
テナ、１２……三角波発生器、１３……変調器、
１５……ミキサ、１７……プリアンプ、１８……
トラツキングフイルタ、１９……リミタ、２２…
…周波数カウンタ、２３……マイクロプロセツサ
ユニツト、２４……表示器、４９，４９′……デ
イジタルスイツチ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 測定された高度値をデイジタル形式で保持す
   る手段を有するFM／CW電波高度計において、
   高度測定のため該高度計で処理されるビート周波
   数信号群の周波数帯域を制限する可変周波数レス
   ポンスフイルタであつて： 上記フイルタは； 上記ビート周波数信号群を増巾するため直列に
   接続した少くとも第１と第２の差働増巾器と、 上記差働増巾器のそれぞれに設けられ、その減
   衰−周波数特性を決定する電圧伝達関数を有する
   ゲイン制御回路網と、 上記各ゲイン制御回路網の電圧伝達関数を変化
   させるデイジタルスイツチ装置 とから構成され、 上記デイジタルスイツチ装置は前記測定された
   高度値をデイジタル形式で保持する手段に応答
   し、該測定された高度値に従つて前記各ゲイン制
   御回路網の電圧伝達関数を変化させるものであ
   り、 上記第１の差働増巾器に接続した前記ゲイン制
   御回路網と上記第２の差働増巾器に接続した前記
   各ゲイン制御回路網はそれぞれ、 T₁S／T₁S＋１と１／T₂S＋１ で示される電圧伝達関数（但し、T₁およびT₂は
   上記デイジタルスイツチ装置で制御される変数、
   Ｓは微分演算子ｄ／dt）を有し、 前記デイジタルスイツチ装置は測定高度値の比
   較的低い値で上記変数T₁を増大させると共に測
   定高度値の比較的高い値で上記変数T₂を減少さ
   せる ことを特徴とする可変周波数レスポンスフイル
   タ。 ２ 特許請求の範囲第１項において、測定高度の
   比較的低い値とは約128×0.305メートルであり、
   また測定高度の比較的高い値とは約128×0.305メ
   ートルから約2000×0.305メートルの範囲の値で
   ある可変周波数レスポンスフイルタ。