JPH0249103B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は超音波診断装置、特に超音波の生体内
伝搬時の減衰係数を測定することのできる改良さ
れた超音波診断装置に関する。

〔従来の技術〕

従来の一般的な超音波診断装置は、通常パルス
エコー法と呼ばれる方式により、生体組織の断層
画像等を得るものである。

このパルスエコー法は超音波パルスを被検体内
に放射し、その伝搬途中の種々の深度で反射され
た反射波を受信し、その受信信号の強度を生体内
深度の関数としてCRT上に表示するものであり、
超音波反射は音響インピーダンスが変化する部分
で生じるため、本方式で得られる断層画像は、被
検体内における臓器などの境界面が映像化された
ものである。

すなわち、パルスエコー法で得られる画像は被
検体の形態情報を得るには極めて有効な手段であ
るが、被検体の固有特性の診断を行うためには充
分な効果を発揮することができないものであつ
た。

一方、検体中を伝搬する超音波はその伝搬中の
組織に固有の周波数依存性に基づく減衰を受ける
ことが知られている。すなわち、一般に被検体中
では高い周波数に対する減衰率が、低い周波数の
それに比べ大きくなる特性を有する。そして、減
衰率α（ｆ）は次式のごとく周波数ｆに比例する
ことが知られている。

α（ｆ）＝α₀・ｆ …(1) ここに、α₀は組織により異なる減衰係数であ
る。この減衰係数は、異常組織・正常組織の間で
異なることも報告されており、この減衰係数を正
確に測定することで生体組織の質的診断を正確に
行うことが可能となる。

このため、生体組織の減衰率α（ｆ）を計測し、
組織の質的診断を行うことのできる超音波診断装
置が開発されている。その一つとして、超音波
CT（Computed Tomography）がある。これは、
被検体を透過した超音波を検出し、その強度から
被検体内での減衰率を算出するものである。

ところで、このような改良された超音波診断装
置によつても、骨、空気等超音波を透過させにく
い部分が被検体内に存在する場合には、有効な計
測が行い得ないという問題点があつた。また、超
音波の透過波を計測するために装置が大型化し、
更に、減衰率α（ｆ）を算出する際の演算量が膨
大となるため、大規模な計算器が必要であり、装
置の価格が上昇してしまうという問題点もあつ
た。

これに対し、超音波の被検体内からの反射波か
ら減衰率（ｆ）を計測できる装置も開発されてい
る。

この装置によれば、被検体内に骨、空気等の超
音波を透過させにくい部分が存在する場合にも有
効な計測を行うことができ、しかも反射波を計測
する方式のため装置を小型化することが可能とな
る。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来技術の問題点 ところが、このような反射波から減衰率を計測
できる超音波診断装置は、前記従来の超音波診断
装置と同様大規模な計算器が必要であり、極めて
高価な装置となつてしまうという問題点があつ
た。

すなわち、反射波から減衰率を求めるには、通
常次のような演算を行うことが必要である。探触
子への入射超音波パルスのパワースペクトルをS₀
（ｆ）とすると、被検体内の深度ｌの組織から反
射してくるエコー信号のパワースペクトルＳ（ｌ，
ｆ）は次式で表わされる。

Ｓ（ｌ，ｆ）＝S₀（ｆ）e^-2〓^(f)l …(2) ここで、ｆは超音波の周波数を表わす。

従つて、深度ｌの異なる組織から反射してくる
超音波パルスのパワースペクトルＳ（l₀，ｆ）及
びＳ（l₁，ｆ）を計測すると、次式から減衰率α
（ｆ）を求めることができる。

α（ｆ）＝１／２（l₁−l₀）ln｛Ｓ（l₀，ｆ）／Ｓ（
l₁，ｆ）｝…(3) しかしながら、前記(2)式からも明らかなよう
に、受信信号のパワースペクトルを求めるために
は、受信信号をフーリエ変換しなければならない
ため、高速フーリエ変換装置（FFT）などが必
要となり、やはり極めて高価な超音波診断装置と
なつてしまうという問題点があつた。

発明の目的 本発明は前記従来の問題点に鑑みなされたもの
であり、その目的は被検体内から返つてくる反射
波受信信号から被検体による超音波の減衰係数
（減衰率）を計測することのできる安価な超音波
診断装置を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

前記目的を達成するために、本発明に係る超音
波診断装置は、超音波パルスビームを被検体内に
送信し反射波を受信増幅して得られる受信信号が
零レベルと交差したことを検出する零交差検出部
と、零交差の回数を計数する計数部と、この計数
値を単位時間当たりの零交差密度に変換する零交
差密度演算部と、この零交差密度を平均周波数に
換算する平均周波数演算部と、この平均周波数か
ら減衰係数を求める減衰係数演算部と、を含み、
前記零点交差検出部は、前記受信信号が負レベル
内に設定される負トリガ点から正レベル内に設定
される正トリガ点へ通過したことを検出するUP
トリガ回路と、前記受信信号が前記正トリガ点か
ら前記負トリガ点へ通過したことを検出する
DOWNトリガ回路と、を有し、零交差検出部の
零レベルがヒステリシス特性を有することを特徴
とする。

〔作 用〕

前述した構成から明らかなように、本発明に係
る超音波診断装置によれば、零交差検出部、計数
部及び零交差密度演算部により測定された深度ｌ
からの反射波の零交差密度Ｎ（ｌ）から、平均周
波数演算部は例えば次式により平均周波数f_c（ｌ）
を求める。

ここで、σ²（ｌ）は反射波スペクトルの分散を
示す。

そして、減衰係数演算部では、この平均周波数
f_c（ｌ）から例えば次式により減衰係数α₀を求め
る。

α₀＝１／2σ²（ｌ） ・ｄ／dl｛f_c（ｌ）−ε（ｌ）｝ ここで、ε（ｌ）は、深度ｌと振動子の形状か
ら特定される補正項であり、既知の値である。

以上のようにして、超音波パルスビームの被検
体内からの反射波より被検体の減衰係数α₀を測定
することが可能となる。

また、零点交差検出部にUPトリガ回路と
DOWNトリガ回路が設けられているので、受信
信号に高周波ノイズが重畳した場合でも誤検出を
排除できる。すなわち、UPトリガ回路は、受信
信号が負トリガ点から正トリガ点へ通過した場合
のみ零交差と判断し、一方、DOWNトリガ回路
は、受信信号が正トリガ点から負トリガ点へ通過
した場合のみ零交差と判断するので、受信信号が
一つのトリガ点を何回交差しても、もう一方のト
リガ点を通過するまでは零交差を検出せず、正確
に受信信号の零交差を検出できる。

〔実施例〕

発明の原理 本発明は、フーリエ変換を行うことなく、時系
列に得られる超音波の反射波から減衰係数を求め
ているが、これは次のような原理による。

前述のように、生体の減衰率α（ｆ）は超音波
の周波数ｆに比例することが周知であり、 α（ｆ）＝α₀・ｆ …(1) で表わされる。

ここで、反射超音波パルスのパワースペクトル
S₀（ｆ）が次式のガウス関数で表わされるものと
仮定する。

S₀（ｆ）＝exp｛−（ｆ−f₀）²／2σ²｝ …(4) ここで、f₀は入射超音波パルスの平均周波数、
σ²はスペクトルの分散を表わす。

この時、被検体内の深度ｌの部位から反射して
くるエコー信号のパワースペクトルＳ（ｌ，ｆ）
は次式により示される。

Ｓ（ｌ，ｆ）＝S₀（ｆ）e^-〓₀ｆ・（2l） ＝exp｛−（ｆ−f₀）²／2σ²−α₀f（2l）｝ ＝exp｛−〔ｆ−fC（ｌ）〕²／2σ²｝ ・exp｛−α₀l＋2σ²α² ₀l²｝ …(5) ただし、 f_c（ｌ）＝f₀−2σ²α₀l …(6) である。

すなわち、前記(4)式と(5)式とにより深度ｌの部
位から反射してくる反射波のパワースペクトル
は、入射波と同じガウス関数となるが、その平均
周波数f_c（ｌ）は2σ²α₀lだけ低周波数側へ移行し、
また振幅は−α₀l＋2σ α² ₀ l²だけ減衰することが
理解される。

従つて、平均周波数f_c（ｌ）が計測できれば、
(6)式から、 α₀＝−１／2σ²・ｄ／dlf_c（ｌ） …(7) のように減衰係数α₀が求められる。

ここで、エコー信号から平均周波数f_c（ｌ）を
求めるには、次のような方法がある。

パワースペクトルがＰ（ｆ）で表わされるrf信
号ｐ（ｔ）を考えると、ｐ（ｔ）が単位時間当たり
に零を交差する回数すなわち零交差密度ＮはＰ
（ｆ）と次のような関係にあることが知られてい
る。

Ｎ＝２［∫^∞／_-∞f²P（ｆ）df／∫^∞／_-∞Ｐ（ｆ）d
f］^1/2…(8) すなわち、 N²／４＝∫^∞／_-∞f²P（ｆ）df／∫^∞／_-∞Ｐ（ｆ）d
f…(9) となる。

この関係はエコー信号の場合に適用すると次の
ようになる。

すなわち、被検体内の深度ｌの部位から反射し
てくる反射波が、単位時間当たりに零と交差する
回数すなわち零交差密度をＮ（ｌ）で表わすと、 N₂（ｌ）／４＝∫^∞／_-∞f²S（ｌ，ｆ）df／∫^∞／_-
∞Ｓ（ｌ，ｆ）df…(10) で関係づけられる。

また、Ｓ（ｌ，ｆ）は分散がσ²、平均がf_c（ｌ）
のガウス関数であるため、次のような式が成立す
る。

σ²＝∫^∞／_-∞｛ｆ−f_c（ｌ）｝²S（ｌ，ｆ）df／∫
^∞／_-∞Ｓ（ｌ，ｆ）df ＝∫^∞／_-∞f²S（ｌ，ｆ）df／∫^∞／_-∞Ｓ（ｌ
，ｆ）df−f² _c（ｌ） ＝N²（ｌ）／４−f² _c（ｌ） …(11) 従つて、 となる。

(12)式において、σ²は入射超音波パルスのパワー
スペクトルの分散であり、これは既知の値であ
る。

従つて、零交差密度Ｎ（ｌ）を測定すれば、前
記(12)式を用いて平均周波数f_c（ｌ）を求めること
が可能となり、更に前記(7)式を用いて減衰係数α₀
を求めることができる。

ところで、一般に超音波診断装置の超音波パル
スビームにおける入射波のパワースペクトルは、
ガウス関数にしたがわない場合が多い。

従つて、前述した原理をそのまま超音波診断装
置に適用することはできず、次にパワースペクト
ルがガウス関数でない場合について説明する。

パワースペクトルはガウス関数でない場合に
は、深度ｌの部位から反射してくるエコー信号の
スペクトルの分散は深度ｌの関数となり、これを
σ²（ｌ）で表わす。このとき、前記(12)式に相当す
る式は となる。

また、平均周波数の定義から f_c（ｌ）＝∫f・Ｓ（ｌ，ｆ）df／∫S（ｌ，ｆ）dfdf
…（14） となり、前記(5)式と同様に、 Ｓ（ｌ，ｆ）＝S₀（ｌ，ｆ）e^-〓₀ ^{f(2 l)} …（15） として前記（14）式に代入し、この両辺をｌにつ
いて微分すると、次の式を誘導することができ
る。ただし、ここでS₀（ｆ）はガウス関数である
必要はない。

ｄ／dlf_c（ｌ） ＝−2αf・｛∫f²・Ｓ（ｌ，ｆ）df／∫S（ｌ
，ｆ）df −（∫ fS（ｌ，ｆ）df／∫S（ｌ，ｆ）df）²
｝ ＝−2α₀fσ²（ｌ） …（16） 従つて、前記(7)式に対応する式として、 α₀＝−１／2σ²（ｌ）・ｄ／dlf_c（ｌ） …（17） を得ることができる。

ところで、上記の原理は超音波が平面波として
伝搬することを前提としている。

しかしながら、超音波診断装置で使用される振
動子は焦点を有しており、通常の超音波診断装置
から発信する超音波が平面波として伝搬すること
はあり得ない。従つて、前記（17）式は次式のご
とく修正することが必要である。

α₀＝１／2σ₂（ｌ）・ｄ／dl｛f_c（ｌ）−ε（ｌ）
｝ ここで、ε（ｌ）は、深度ｌと振動子の形状と
に依存する超音波音場に関する補正項であり、既
知の値である。

すなわち、水中等のように減衰のない伝搬媒質
中におかれた反射体から反射してくる反射波の平
均周波数は超音波が平面波の場合には、反射体の
深度ｌに依存せず、常に一定の値となる。

ところが、超音波が平面波でない場合には、平
均周波数は深度ｌに依存して変化する。補正項ε
（ｌ）はこのような深度ｌに依存する変化を補正
するための定数であり、計算により、あるいは実
験的に決定することが可能である。

以上のように、通常の超音波診断装置では、入
射超音波パルスのスペクトルはガウス関数にはし
たがわないため、前記（13）式及び（18）式から
減衰係数を求めることとなる。

すなわち被検体内の種々の深度ｌについて該検
体内部位から反射してくる反射波のスペクトルの
分散σ²（ｌ）が決定されれば、この反射波の零交
差密度（ｌ）を測定することで、中心周波数f_c
（ｌ）が求められ、更にこのf_c（ｌ）を前記（18）
式に代入することで減衰係数α₀を求めることが可
能となる。

ここで、σ²（ｌ）は、被検体内の深度ｌの部位
から反射してくる反射波のスペクトルの分散であ
り、本来は被検体の減衰係数に応じて変化するも
のである。

ところが、反射波の周波数帯域幅は比較的狭い
ため、減衰係数への依存度は事実上極めて低いも
のと考えられる。

従つて、生体の減衰係数に近似する減衰係数を
有する物質を用いて、この物質中の種々の深度に
反射体をおき、ここから反射してくる反射波から
前記σ²（ｌ）は実験的に求めることが可能である。
また、減衰媒質中での超音波波形は、振動子の形
状と波形観測点の位置とから算出可能であること
が周知であり、σ²（ｌ）を計算により決定するこ
とも可能である。

具体的実施例 以下図面に基づいて本発明の好適な実施例を説
明する。

第１図には本発明に係る超音波診断装置の要部
のブロツク図が示されている。

本実施例において、超音波診断装置は、探触子
１００、超音波送受波制御部２００、零交差検出
部３００、計数部４００、零交差密度演算部５０
０、平均周波数演算部６００、減衰係数演算部７
００及び表示部８００を有する。

本実施例において、超音波送受波制御部２００
は従来のパルスエコー法による超音波診断装置の
超音波送受波制御部と同様の構成であり、制御回
路２１０、発振器２２０及び増幅器２３０を含
む。そして、制御回路２１０の制御のもとに発振
器２２０は高圧電気パルスを出力し、これを探触
子１００に印加することで該探触子１００から超
音波パルスが射出される。

被検体内から反射してきた反射波は、探触子１
００により受信されて電気信号に変換され、増幅
器２３０にて増幅された後に零交差検出部３００
に出力される。

零交差検出部３００は、前記超音波送受波制御
部２００からの入力信号が零と交差するたびに電
気パルスを計数部４００に出力する。

該計数部４００においては、零交差検出部３０
０からのパルス信号を順次積算・計数する。この
計数値は零交差密度演算部５００に出力される。

本実施例において零交差密度演算部５００はラ
ツチ回路５１０，５２０及び減算器５３０を含
み、前記計数部４００からの計数信号は該ラツチ
回路５１０，５２０に入力される。

この２つのラツチ回路５１０，５２０は、制御
回路２１０からのタイミング信号s₁，s₂により制
御されており、各タイミング信号s₁，s₂の入力ま
で前記計数部４００からの計数結果を一時的に保
持する。

タイミング信号s₁，s₂には適宜設定された時間
τだけ時間差が設けられており、これらのタイミ
ング信号s₁，s₂の入力間隔で保持された計数値を
減算器５３０に入力する。該減算器５３０では両
ラツチ回路５１０，５２０で保持された計数値の
差値が求められ、これは時間τの間に入力信号が
零と交差する回数となる。従つて、時間τを単位
時間にとれば、この差値は零交差密度を表わすこ
とになる。

すなわち、タイミング信号s₁，s₂をΔt間隔で順
次発生させるならば、タイミング信号s₁及びs₂の
発生時刻t₁，t₂は次式で表わすことができる。

t₁＝Δt_i ｉ＝０，１，２… t₂＝Δt_i＋τ …（19） この時、ｉ番目のタイミング信号で求めた零交
差密度は、被検体中での音速をＣで表わせば、被
検体内の深度ｌ＝（Δt_i＋τ／２）・Ｃ／２の部位
から反射してくる反射波の零交差密度（以下N_i
と表示する）を表わすことになる。また、この深
度ｌ＝（Δt_i＋τ／２）・Ｃ／２に対応する分散σ²
（ｌ）、補正項ε（ｌ）をそれぞれσ_i，ε_iと表示す
る。

この零交差密度演算部５００の出力N_iは、平
均周波数演算部６００に出力される。

平均周波数演算部６００は、平均周波数変換器
６１０及び加算器６２０を含み、前記零交差密度
演算部５００の出力N_iは平均周波数変換器６１
０に入力される。

該変換器６１０は、前記（13）式の関係を用い
て、零交差密度N_iからこれに対応する平均周波
数f_ciに変換するものであり、演算 √_i ²４−_i ² を行うこととなる。

また、この変換器６１０は次のように構成する
ことも好適である。

すなわち、σ_i ²は深度ｌ（＝ｉ）に依存する既知
の定数であるため、予め種々のσ_i及びN_iに対応す
る平均周波数f_ciを演算しておき、これをROMに
記憶させておく。そして、この変換器６１０は、
σ_i，N_iの値に応じてROMのf_ciを読出し、これを
出力することで平均周波数f_ciに変換することが可
能となる。

更に、補正項ε_iまで含めて、音場補正後の平均
周波数f_ciを予め計算し、これを前記同様ROM中
に記憶させておけば、平均周波数変換器６１０に
おいて音場の補正まで行うことが可能となる。

f′_ci＝f_ci−ε_i ＝√²４−_i ²−ε_i …（20） すなわち、σ_i及びε_iは、生体内の深度ｉにのみ
依存するため、この深度ｉと零交差密度N_iとの
二次元の表をROM中に作成しておけば、この表
から平均周波数f_ciを得ることが可能となる。

この平均周波数変換器６１０で演算された平均
周波数f_ciは、加算器６２０に入力される。

すなわち、被検体である生体の超音波反射係数
は時間及び位置により変動するものであり、確定
値を持たないと考えられる。

従つて、このような生体から反射してきた反射
波から求めた平均周波数f_ci（又はf′_ci）はその期待
値の付近で変動することが予想される。そこで、
加算器６２０は前記平均周波数f_ci（又はf′_ci）を加
算・平均化し、前記生体の反射係数の変動による
誤差拡大を低減するものである。

以上のようにして得られた平均周波数f_ci（又は
f′_ci）は減衰係数演算部７００に出力される。

該減衰係数演算部７００はメモリ７１０及び演
算器７２０を含み、平均周波数演算部６００から
の出力、すなわち平均周波数f_ci（又はf′_ci）はメモ
リ７１０内に格納される。

演算器７２０は、前記（18）式に相当する演算
を行うが、この（18）式は微分を含んでいる。と
ころが、メモリ７１０内のデータは離散的である
ため、演算部７２０は前記（18）式の微分を差分
に置換した次式で示される演算を行えば足りる。

α₀＝−１／2σ_i ²・f′_ci＋１−f′_ci／Δt・Ｃ…（2
1） すなわち、メモリ７１０から補正後の平均周波
数f′_ciとf′_ci+1を読み出し、これらの差値を既知の
定数であるΔt・Ｃで割算し、更にスペクトルの
分散σ_i ²で割算するように演算器７２０を構成す
れば良い。また、（21）式で示される演算を行う
には、σ_i ²が必要となるが、これは前述のように
予めメモリ７１０内に格納しておき、必要に応じ
てこれから読み出すことにより得ることができ
る。

なお、メモリ７１０内のデータがいまだ音場の
補正を行つていない平均周波数f_ciであるときに
は、メモリ７１０内には分散σ_i ²に加えて、更に
補正項ε_iを格納しておき、前記（21）式の演算を
行う前に平均周波数f_ciからε_iを減算すればよい。

更に、（21）式において種々の深度ｉについて
求めた減衰係数の平均を求めれば測定精度を向上
させることが可能となる。

以上のようにして得られた減衰係数α₀は、具体
的数値等として表示部８００上に表示される。

以上説明したように、本実施例に係る超音波診
断装置によれば、高速フーリエ変換装置等を用い
ることなく、反射波から減衰係数を求めることが
可能となる。

なお、零交差検出部３００は、超音波送受波制
御部２００からの入力信号が零と交差するたびに
電気パルスを出力するものであるが、実際に零と
交差するたび毎に電気パルスを出力するような回
路構成を用いると次のような問題を生じる可能性
がある。

すなわち、第２図Ａに示されるように、入力信
号が正弦波に雑音が重畳したような場合には、単
に零と交差するたび毎に電気パルスを出力するこ
ととすれば、同図Ｂに示すように、本来得るべき
信号が零と交差する前後に複数の電気パルスを出
力してしまうような事態が考えられる。

従つて、本発明において第３図Ａに示すように
零レベルにヒステリシス特性をもたせるため、正
及び負の２つのレベル＋Ｌ，−Ｌを設定し、入力
信号が正から負へ移るときには−Ｌレベルと交差
した時に、また、負から正へ移る場合には＋Ｌレ
ベルと交差した時に零と交差したものと見なすこ
とが好適である。

このような回路構成としては、例えば第４図に
示されるようなものがある。

同図において、入力信号が正の大きな値から減
少していく状態では、比較器３１０の出力は負の
値となつており、この電圧から抵抗分圧された負
の値が入力信号と比較される。一方、入力信号が
負の値から大きくなる場合には、比較器３１０の
出力は正であり、従つて、入力信号は正の電圧と
比較されることとなる。該比較器３１０には単安
定マルチバイブレータ３２０，３３０が接続さ
れ、単安定マルチバイブレータ３２０は、入力電
圧の立上がり時に電気パルスを出力し、また、単
安定マルチバイブレータ３３０は立下がりで電気
パルスを出力する。

これら両電気パルス信号をオアゲート３４０に
入力し、入力信号が＋Ｌ又は−Ｌと交差した時点
に電気パルス信号を得ることが可能となる。

従つて、前記正弦波に雑音が重畳したような場
合にも極めて正確な測定が可能となる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明に係る超音波診断
装置によれば、エコー信号を周波数解析すること
なく、減衰係数を高速演算することが可能な超音
波診断装置を安価に得ることが可能となる。

そして、零点交差検出部にUPトリガ回路と
DOWNトリガ回路が設けられているので、受信
信号に雑音が重畳したような場合でも極めて正確
な平均周波数の測定ができ、これによれば、演算
される減衰係数の精度を向上させることが可能で
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る超音波診断装置の要部ブ
ロツク図、第２図及び第３図は零交差検出部の改
良状態の説明図、第４図は本発明の第２実施例に
係る零交差検出部のブロツク図である。 １００……探触子、２００……超音波送受波制
御部、３００……零交差検出部、４００……計数
部、５００……零交差密度演算部、６００……平
均周波数演算部、７００……減衰係数演算部、８
００……表示部。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 超音波パルスビームを被検体内に送信し反射
   波を受信増幅して得られる受信信号が零レベルと
   交差したことを検出する零交差検出部と、零交差
   の回数を計数する計数部と、この計数値を単位時
   間当たりの零交差密度に変換する零交差密度演算
   部と、この零交差密度を平均周波数に換算する平
   均周波数演算部と、この平均周波数から減衰係数
   を求める減衰係数演算部と、 を含み、 前記零点交差検出部は、 前記受信信号が負レベル内に設定される負トリ
   ガ点から正レベル内に設定される正トリガ点へ通
   過したことを検出するUPトリガ回路と、 前記受信信号が前記正トリガ点から前記負トリ
   ガ点へ通過したことを検出するDOWNトリガ回
   路と、 を有し、 零交差検出部の零レベルがヒステリシス特性を
   有することを特徴とする超音波診断装置。