JPH02500620A - コード化通信システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の名称 コード化通信システム この発明は、コード化された音声（スピーチ）信号を伝送するシステムに関する 。この発明はまた、このような音声信号をコード化およびデコードする送受ｔ＝ 機に関する。

コード化された音声信号を伝送する多くの従来システムでは、コード化部におけ る入力音声サンプルからフィルターの特性を引出し、これをデコーダ一部へ送っ ているロブコーダ一部では、送られてきたフィルター特性を、デコードフィルタ ーを構成するのに用いている。その後、このデコードフィルターは、適当な励起 信号源により励起されて、入力音声信号に対する合成再生信号を生成する。

線形予ｅｌ符号化（ＬＰＧ）では、音声信号の短周期なスペクトラルエンベロー ブをモデル化するのに、周期的に更新される有限個の係数を用いた全極型リカー シブフィルタ−が採用されている。これらの係数は、通常、「予測誤差」を最小 化するように工夫された線形方程式の組を解くことによって、直接計算される。

（なお上記予測誤差とは、入力された音声信号と予測された音声信号との差分の 計測値をいう。）ある種のＬＰＧシステムでは、上記差分の信号から話し手のピ ッチに対応した長い周期性を取り除くために、コード化側に予測ステージを含ま せている。この予測ステージはフィルターの一種と考えることができ、対応する フィルターパラメータもデコーダ一部に送られる。

前記予測誤差は、予測された音声信号にピッチの予測が含まれているか否かに関 係なく、現実の誤差とは異なったものになる。というのも、この予測は励起モデ ルに基づくものであって、デコーダ一部における実際の励起に基づくものではな いからである。

最近のＬＰＧシステムには、例えば多重励起（ＭＰ）、レギュラーパルス励起’ （ＲＰＥ）、およびコードブック励起（ＣＥ）といったタイプのＬＰＧシステム がある。デコーダ一部で用いられる励起は、コード化部において選択もしくは銹 導される。このようなシステムでは、デコーダ一部が制御可能な励起信号発生器 を含んでおり、その場合のコード化部はデコーダ一部へ制御信号を伝送するもの でなければならない。

デコーダ一部は、それ故、２ステージフイルター（比較的遅延の短い全極フィル ターおよび比較的遅延の長いフィルター）と励起発生器とによって構成できる。

励起制御信号は、それ自身がコード化部で生成される。

ＭＰ型ＬＰＧでは、これを「合成による解析」により達成している。すなわち、 非修正の励起パルスシーケンスを合成音声で局部的に用い、実際の誤差信号を生 成するために実際の入力信号から合成音声シーケンスを減算し、誤差信号に聴感 上の重み付けを行い、その後、重み付けされた誤差信号を最適化閉ループ内の制 御に用いて、（重み付けされた）実際の誤差を最小化する励起シーケンスを選択 する。

この発明は、音声のコード化法を提供する。このコード化法では、フィルターパ ラメータがコード化部の入力音声信号から周期的に取り出される。導出されたフ ィルターパラメータは、デコーダ一部のフィルターの応答を更新するために、デ コーダ一部へ送られる。なお、デコーダ一部フィルターに入力される励起入力は 、デコーダ一部において、デコーダ一部フィルターの音声出力から取り出される 。

つまり、励起シーケンスに関連したデータの伝送をやめ、デコーダ一部において それ以前の出力音声から励起を単純に引き出すことで、ビットレートを下げるこ とができる。好ましくは、フィルターパラメータのうちの少なくともいくつかは 、予測誤差ではなくデコーダ一部で生成されることになる実際の誤差を減らすよ うに取り出される。なお、合成フィルターはコード化部に設けられていてもよく 、また実際の誤差は局部的に合成された音声を入力音声信号から減算することで 取り出してもよい。

好ましくは、パラメータの生成は、実際の誤差を最小化してフィルターの全ゼロ ステージの遅延パラメータを反復して取り出すことにより達成される。また好ま しくは、その他のパラメータのうち少なくともいくつかは前記ループ内で算出さ れる。また好ましくは、残り全てのパラメータを遅延パラメータ反復ループ内で 計算することにより、これらをまとめて最適化する。他の実施例では、これらの 最適化法は、フィルターの複数並列フィードフォワードステージの励起として、 以前にデコードされた音声でなく以前の励起を用いたシステムに適用することが できる。本願発明の採用によって、大幅な信号対雑音比の改善や装置の小型化が 効果的に行い得、これにより所定の信号対雑音比に対してコード化の遅れをより 短くできる。

この発明の他の形態は特許請求の範囲おいて詳述されている。これよりこの発明 は添付図面を参照し、実施例を用いて説明される。

図面の簡単な説明 第１図はこの発明によるコーダーををする一般化した送信器の略図、 第１ａ図はこの発明によるコーダーを有する送信器の一実施例を示し、 第２図はこの発明によるデコーダーを有する一般化した受信器の略図、 第２ａ図はこの発明によるデコーダーを有する受信器の一実施例を示し、 第３図は、第１図又は第２図の単一励起合成フィルターの構成要素を示す略図、 第４ａ図及び第４ｂ図は、この発明によるコーダーの合成フィルターのパラメー タを最も効果的に活用する方法に対応する６つのアルゴリズムを提供し、 第５図はこの発明の他の形態によるコーダーの複合の励起合成フィルターの構成 要素を示す略図、第６図は複合入力合成フィルターのパラメータを鼓も効果的に 活用する方法の例を示し、 第７ａ図及び第７ｂ図は、この発明の実施例において発生する励起波の波形を示 す図である。

以下の説明は、第１図の送信器を参照して、フレームにサンプルのＣＹ−：］　 （］ｉ−０．１，２．．．．ｎ−１を与えるための実例を示している。各フレー ムから、フィルターの最適利用ステージ１は、次に示す゛合成分析°技術を用い 、フィルターパラメータを引き出す。励起シーケンス源２は最を発生し・この最 初の励起シーケンスは、Ｈ（ｚ）の応答を有する所定のインパルス応答フィルタ ーＢ　（ｚ）と・無限インパルス応答（全ての極）フィルター１／Ａ（ｚ）に一 致して、２つのステージの合成フィルター３を駆動する：に＝１ 折フレームのサイズである。

誤差のより良い測定は、誤差スペクトラムにおけるフォーマット領域を強調しな い方法で、誤差信号を周波数重み付けを摂関数で、重み付はフィルター５によっ て望ましくフィルターリングされる。この信号は反復閉ループにおいて、最適計 算器６によって合成フィルター３のパラメータを最適にするために最小にされる 。合成フィルター３は［ａｋコ、［ｂ　コ、ｄｌに対する値を取得する。これら の値は量子化に 器７によって量子化され、コーダー８を通過する。コーダー８はデコードステー ションへの伝送に関するパラメータをコード化する。また、コーダー８は受信ス テーションでのデコーダーと機能的に等しいローカルデコーダー１０への伝送に 関するパラメータもコード化する。

ローカルデコーダー１０において、パラメータはローカルの出力フレームを生成 するために、パラメータが最適化された同じ励起シーケンス［Ｘ　、］によって 励起シーケンス発発生器 器２から駆動される。

この合成出力は、励起適応計算器１２によって必要に応じて受信され、処理され る。この励起適応計算器１２はデコーダー合成フィルター１１の出力から新しい 励起シーケンスｒ　ｘ　−ｓ　］を構築する。新しい励起シーケンスは、先にデ コードされた音声（ＰＤＳ）信号の一部を形成する次の入力音声フレームの使用 に対して励起シーケンス発生器２を通過させる。

励起適応計算器１２およびローカルデコーダー１０は第１ａ図に示すように本発 明のすべての実施例において必要ではない。この簡単な実施例において、入力音 声［ｙ−］のフル −ムは受信され、最適化されたフィルターパラメータは励起シーケンス発生器２ によって供給される励起シーケンスを用いることにより閉ループにおいて得られ る。これが行われた場合、これらの最適化されたパラメータを用いることによて 前述したようにローカルデコーダー合成フィルター１１よりはむしろ）合成フィ ルター３によって合成され、合成フレ発生器２に供給され、これを次の励起シー ケンス［Ｘ　、〕として与えている。（入力音声の第１フレームがコード化され ている場合、必要とされる初期の励起シーケンスも記憶している。） 第２図において、遠方デコーダー２０内のデコーダーユニットはフィルターパラ メータ［ａ　］、［ｂｋ〕、ｄｌを元に戻すためにコーダー８と反対の動作を行 う。このフィルターパラメータは送信器において先に最適化された配置を生成す るために、合成フィルター２１を通過する。励起シーケンス発生器２３は励起シ ーケンス［Ｘ　、］でフィルターを駆動する。この励起シーケンス［Ｘ　、］は 送信器で用いられてい−す るのと同じであり、音声の第１のフレームに対して、送信器で用いられているの と等しい初期の励起シーケンスである。

この出力もローカルデコーダー１０と同様な方法で、励起シーケンス発生器２３ において新しい励起シーケンス［Ｘ　、］″−１ を作るために、励起適応計算器２２に供給される。

第２ａ図に示すように、単一人力の実施例では、励起適応計算器２２は必要ない 。また、励起シーケンス発生器２３は、上述したように最後にデコードしたフレ ーム（および初期動イルター及び同じ初期励起を用いて全く同じ合成を行なうの で、この結果作られる更新された励起シーケンスもまた同じであり、励起シーケ ンスデータを伝送する必要はない。

誤って受信したフィルターパラメータは“不正”の励起シーケンスを生じ、この 励起シーケンスは、次のパラメータ群を送信機側で最適化するためのシーケンス ではないので、伝−力ルデコーダーを一致させることが望ましい。これを実現す るには制御ビットを周期的に前記両デコーダーに送り、各励起シーケンス発生器 ２３に、あらかじめプログラムされた初期励起シーケンスをリスタートさせるよ う指示すればよい。

上述した機能の殆どあるいは全部は、単一デジタルプロセッサで実現可能であり 、余分の物理的回路を必要としない。

第１図及び第１ａ図の送信機のフィルター最適化ステージ１について詳細に述べ る。ＬＰＣコーディング技術を用いた多くの従来システムでは、最適化プロセス は、予／ｌ１ｌｌ　（有意の）誤差の値を最小にすることにより行なわれる。こ の有意の誤差は音声信号の現在値と過去のサンプル値にもとすく予測値とを比較 することにより得られる。

但し、ｅ、はｉｔｈサンプルの予測誤差である。

この技術はこの発明を具現化する場合にも使用しようと思えばできるが、合成フ ィルター３の合成音声出力間の実加圧みすけフィルター５を通すことにより、得 られる重みず１つのフィルター特性を最適化することが望ましい。

重みすけフィルター５はＭＰＬＰＧあるいはＲＰＥ−ＬＰＧと同様に定義される ので、その動作説明を省略する。

“実際の誤差”とは認知的に重みすけされた実際の２１差を含むものとする。

に複雑な計算を伴う非線形の問題であり、この発明の好適実施例では、フィルタ ー特性は、直通信号である最小予測誤差エネルギーｅ”ｉに対するパラメータを （平均最小二乗法を用いて）初めに計算することにより、問題を部分的に線形化 することにより選択される。これらの値を用いて、残りのバより得られる。

他のパラメータの値はループ内あるいはループ外で下記の如くに計算することが できる。

第３図において、フィルター最適化ステージ１の合成フィルター３は直列接続さ れた２ステージで構成される。すなｎ−ｄｉ わち、伝送特性Ｂ　（ｚ）ｚ　を有する無限インパルス応答フィルターから成る 第１フィルター回路３１と、伝送特性１　／　Ａ　（ｚ）を有する無限インパル ス応答フィルターから成る第２フィルター回路３２で構成される。従って、全体 のフィルターインパルス応答Ｈ（Ｚ）は式Ａにおいて必要となるである。第１の フィルター回路３１は、ｑ１＋１係数回路［ｂ、］　（ｉ−０，１１，、、ｑ　 ）及びｑ　１＋ｄ　を遅延回路で構成されており、（ｄ　１＋ｎ−１）の長さの 遅延を有し、その後にｑ１＋１ステージの非リカーシブフィルタ−が結合されて いる。実際には、少数の係数回路（ｑ　１−０．１ｏ「２）が用いられる。

使用される遅延回路（それゆえ、遅延長）の数は実際の動作で所定の最大数Ｎ− １（この値はフレームサイズｎより小さくでも大きくても良い）まで変わる。

それゆえ、この第１のフィルター回路３１は励起信号ＥＸ　、３を受取、［Ｘ　 、］　シーケンスの最も最近のｑ　ｌ＋ｄ　１＋ｎサンプル値を含んでいる。

第２フィルター回路はフィルター係数　［ａｋコ　（ｋ−１，２１，、、ｐ）に より定義される全極応答を有するリカーシブフィルタ−から成る。

以下の、記述では、ベクトル標示を用いる。ベクトルａは［ａｋ］係数群を示し 、ベクトルｂは［ｂ、］係数群を示す。

入力音用の各受信したフレームに対して、フィルター最適化計算器６は最初に、 平均予測誤差エネルギーｅＴｅの［ａ、〕係数を計算する。

好適実施例では、（第４図及び第５図の方法１参照）０とＮ−１の間の各ｄ１の 値に対してループ内のｂベクトルと結合してａベクトルを計算し、上述したよう に最小のｅ　に対警 最小にするａベクトルとｂベクトルは次式で得られる。

但し、Ｘは　−（ｎ＋ｄ　十ｑ　）から　−（ｄｌ＋１）までの励起サンプルＸ ｋのｎｘ　（ｑｌ　＋１）マトリクスであり、Ｙはｙ　からｙ　までのｙｋサン プルの（ｎｘｐ）マトリ−ｐ　ｎ−２ クスである。

実際の誤差エネルギーｉＴ″ｉ！は次ぎの３つの方法のいずれかを用いて最小化 される。

実際の誤差エネルギー否Ｔ古はニーｙ−’９を用いてもめられる。それゆえ、） Ｉ　（Ｚ）は°合成解析°ループ内で決定される。このループ内ではｄｌはＮの 値の範囲で変化する。

−に対して最適化されるのに対し、ｉと５は最小予１１ＦＩ誤差エネルギー１１ １に対して選択される。これについては、スキーム１として、第４図で述べる。

第２実施例においては、Ｅを評価するためのアプローチは上述のスキーム１の変 形である。この場合、ｉと６は予測誤差；Ｔ古を最小にするようなｄ　の値に対 する方程式（Ｄ）により定義される。一度、ｄｌが最適化されると、ベクトルｂ は（Ｆ）式を用いて実際の誤差を最小にするように（最適化ループの外で）再評 価される。

ここで、ｍはその出力がゼロの時の、１／Ａ（ｚ）フィルターの出力を示してい る。そのメモリは従前の合成された音声フレームの最も最近のサンプルから構成 される。Ｑは（ｎ　ｘ　ｎ）の渦状のマトリクスを意味し、ｑｋは合成検索ステ ップによる従前の分析から得られたｉとｄｌを用いた１／Ａ（ｚ）フィルターの インパルス応答のに番目の値である。これは、第４図に第２スキームとして示さ れる。

第３の実施例において、ｄｌの各与えられた値に対し、方程式（Ｄ）を用いて、 予ΔＩＩＪ誤差を最小にするように、ａ（及びｂ）が計算される。石の値は実際 の誤差を最小にするためのループ内で、（Ｆ）を用いて、（再）計算される。

従ッテ、各ｄ　［（０（ｄ、（Ｎ−１）に対して定義された合成ループによる分 析内で、ｉが式（Ｄ）を用いて、最初古Ｔ古は（Ｇ）式から直接水める事もでき る。

実際の誤差エネルギーを最小にするｄ１値、対応するａ。

５値は最適となるようにそれから選択される。これは、第４図にスキーム３とし て示される。

上記のスキーム２と３は精度上の理由で、予測誤差エネルギーｉよりも実際の誤 差エネルギーｉを最小にする事により５が（再）定義されるように選択される。

他の実施例において、第４．５図に方法ＩＩとして示されるように、ｉは、６が ゼロに等しいとの仮定のちとに、６とは独立に、（Ｈ）式に従ってループの外で 、予測エネルギーを最小にするように、はじめに計算される。

Ｅ　＝　（ＹＴＹ）″ｌ　ＹＴＹ　’　（Ｈ）次に、ｉが与えられ、６とｄ１パ ラメータが上述のスキーム１．２．３により、最適化できる。特に、最小予測エ ネルギーをｅＴｅを生成するｂの値は（Ｊ）式により与えられる。

６　＝　（ｘＴｘ）−１ｘ”　（ｙ　−ｙＭ）　（Ｊ）スキーム１．２．３への 対応するアプローチは、それぞれスキーム４，５．６として、それぞれ￥Ｓ４図 に示され、この発明の第４．５．６の実施例を構成する。

生成されたパラメータはそれから量子化器７により量子化される。この量子化器 はパラメータ間に利用できるビットを割り付ける。

合成フィルターに対する励起は単一の励起シーケンス［Ｘ、］を用いて説明した が、数個の励起シーケンスを用いることが望ましい。従って、第１図において、 励起シーケンス源２は複数の異なるシーケンス［Ｘ　、１．　［ｕ　、］　。

［Ｖ　、］を合成フィルター３に供給するように適合させられ−す る。

力される過去にデコードされた音声ｙ、でよく、他のシーケンスは、合成フィル ター３の中間出力から励起適合計算器１２によって得られる。（あるいは、その ようなシーケンスの全てが以下に述べるようにして得てもよい。）第５図におい て、フィルター３は（当然、第１．２．２８図のフィルター１１．２１も）直列 に配置された２つのステージから構成される。第１のフィルター素子５１はｊ個 のフィルター５１ａ、５１ｂ、、、５１ｊから構成され、各フィルターは励起シ ーケンス［Ｘ、］。

［ｕ　］、ＥＶ−１］等を受け、出力を生成する。図示され−す るように、フィルター５１ａ、５１ｂ等は、それぞれ応答（１）　Ｚ−ｎ−ｄｌ 　（２）　Ｚ−ｎ−ｄ２Ｂ　（ｚ）　、Ｂ　（ｚ） （３）Ｚ−ｎ−ｄ３、を有する。そして、それらのＢ　（２） 組み合わされた出力は第２フイルター素子３２に供給される。

第２フイルター素子３２は、前述のように、応答１／Ａ　（ｚ）を有する反復フ ィルターである。

図示されるように、各フィルター５１ａ、５１ｂ等はフィ単一の励起フィルター を用いる場合において、パラメータ間に対し、実際の誤差エネルギーを最小にす る事により最適化される。この最適化は第１から第６の実施例において、説明さ れたそれらに基づいた方法を用いて、部分的に線形化することにより（すなわち 、最小子Ａｌ１１エネルギーをめる事によりいくつかのパラメータを計算する事 により）、計算上の複雑さを減少して行われる。

一般的には、フィルターパラメータは、フィルターが成長その精度を改善するよ うに、順番に最適化される。

これは伝送スキームに役に立ち、もしビットの割合の減少か要求されるのであれ ば、より早い係数のみ（例えば（１）、ｄｌ）か伝送される必要がある。

Ｓ　ｂ 第６図に示すように、一実施例におけるフィルター最適化ステージ６は単一の励 起ケースの場合の第１の実施例（方法ｌ）に基づく計算を採用するために用いら れる。プロセスの第１ステージにおいて、ａ、ｂ　及びｄｌは零に見せかけた他 のパラメータによって第４図のスキーム１．２、若しくは３に従う実際の誤差エ ネルギーを最小にすることによって見付けられる。

好ましい実施例においては、種々の方法で、それら自身でａ及びｂ　を再限定す るために使用されることができ、以下のように説明される。

第１のアプローチはスキーム１（若しくはスキーム２）に基づく。もしｂ　が、 ｉおよびｂ　と独立して計算されるときは最小の予測エネルギーｅ”ｅ解法は以 下の式で与えられる。　。

ｂ　（２）−（ｕＴｕ）−’ｕＴ（ｙ−Ｙａ−Ｘｂ　（１））まで、励起サンプ ルｕｋのｎｘ　（ｑｌ＋１）マトリクスを示し、第１ステージの等式Ｆに相当す る。

−（２）は交互にｉと結合されたり、ｉ及びｂ　と結合されて計算され、この場 合、第１ステージにおける等式（Ｄ）に相当する簡単なマトリクス表示が用いら れる。

ルギーに対して計算することができる。しかしながら、これるフィルターが選択 される。

フィルターパラメータのいくつかは、前記プロセスによって既に決定された特別 な値ｄ□−ｄ１′及びｄ２−ｄ、、’に対して（ループを外れて）再評価される 。特に、合成プロセスによる第２の解析が最小予測エネルギーに対するフィルタ 、＜ラメータを評価するとき、フィルターパラメータのいくつか又はすべては、 最小予測誤差エネルギーと最小の実際の誤差エネルギーのいずれかに対して、以 下のように再限定さ計算される。

交互に、スキーム３のアルゴリズムに基づくアプローチが採用される。例えば、 （ｉ）　ｂ　はａ及びｂ　と独立して、ｄ２のＮ異なる値に対して実行される合 成ループによっての解析範囲−Ｔ二 は最小のエネルギーｅｅであるｄ　２−　ｄ　２　’の値に対して選択される。

（ｉｉ）　ｂ　は最小予測誤差エネルギーｅＴｅに対続され、６（２）は、最小 予測誤差に対して再評価される。

（ｉｉｉ）　ｂ（２）は最小予測誤差に対してｉ及び−（１）と結合して計算さ れる。新しいｉベクトルは存続され、一方、ｂ　及びｂ　は等式（Ｄ３）からの 最小予測誤差に対して再評価される。

最適化値ｄ１及びｄ２、即ちｄユ′及びｄ２′が与えられると、フィルターパラ メータのいくつかは等式（Ｄ３）を用いて（合成ループによる解析によらない） 単一のステ・ノブにおいて、再最適化が行なわれ、その結果、ｂ　及び−（２） を再限定する。

−（３）及びｄ３を計算するため、及び先のフィルター特す 性を再計算するための第３のステージに対する上述した計算の延長は、もし等式 がより高い項を含むように適当に修正さ合計項数があるステージから次のステー ジに展開する最適化プロセスのように順次増加する。

この発明の他の実施例においては、第４ｂ図のスキームの４．５又は６のアプロ ーチは以下のように行なわれ、係数［ａｋコは、通常のＬＰＧ解法を用いて最小 予測誤差エネルギーｉＴｉに対して最初に最適化される。

フィルタ係数の計算において用いられている方法は、ステージ１で用いられ得る ６つのスキームのうちの１つ、或いはそれ以上のスキームに基づく広範なアルゴ リズムから選択される。第２のステージの式を検討すると、ステージ１の式と形 式的に類似していることが判る。フィルタ最適化計算器６はステージ２と、それ に続くステージのためにステージ１と同じ方法を、必要に応じて拡張して用いる 事ができる。繰り返しプログラミング技術を簡単にでき、ひいてはシステムの簡 略化につながるからである。

フィルタパラメータのいくつかを選択することは、最小予測誤差エネルギｅに対 してそれらを計算することによって実行されるが、他の（例えば逆フイルタ動作 ［ｙｉ］によって）計算され、算出され得ることは理解されよう。

上述のＨ（Ｚ）フィルタを適応することは、係数の組みの値に限定されるのみな らず、フィルタの°構造°、すなわちに再定義されるということを実現すること が重要である。

励起適応計算器］２の動作を次に述べる。前述の適用から、合成フィルタ２１を 駆動するために受信ステーションで用いられる励起は、そのフィルタが最適化さ れるものでなければならないということは明らかである。受信フィルタ２１が、 送信器中のローカルデコーダフィルタ１１と最適化フィルタ３と同一である場合 、励起は、送信されたパラメータが最適化されるためのそれと同じでなければな らない。

予めプログラム化されている初期シーケンスでもって送信器２と受信器２３にお ける励起シーケンス発生器を提供することにより、上記のように、これは構成さ れる。シーケンスが有する正確な特性はクリティカルなものではなく、例えば零 平均ガウシアン（Ｇａｕｓｓｉａｎ）ランダムシーケンスのようなものである。

この単一シーケンスは、第５図に示したような構成の複合入力合成フィルタ３の 各入力を駆動するのに用いることができる。上述したような３つの応答、 を待った最初の３個のフィルタ５１ａｓ　５１ｂｓ　５１ｃについて考える０こ こで、ｎは分析フレームのフレームサイズ、パラメータｄ１、ｄ２、ｄ３の値は 、シーケンス［Ｘ、］中の特定のセグメントを示し、これらはＨ（Ｚ）合成フィ ルタ３のＦＩＲ要索５１ａ、５１ｂ、５１ｃ中に各々に対する励起信号として供 給される。

この発明のＰＤＳの実施例において、付加信号演算回路］２は単に励起ｆＪ号格 納部と音声出力部との間のリンクである。ＰＤＳ信号を励起シーケンスとして用 いることは、与えられた伝送速度における信号対雑音比（ＳＮＲ）を上げる点、 およびコード化の遅れを少なくする点のいずれか一方、もしくは双方の点からみ て極めて有効である。

以上述べたように、Ｘ　（Ｚ）の代わりに他の入力を用いることももちろん可能 である。特に、Ｘ　（Ｚ）は最初のフィルタ要素３１または５１の出力から（即 ち、全体のフィルタＨ（Ｚ）の中間出力として）取り出すことができる。この場 合、このフィルタ要素は、その出力と入力との間にフィードバック回路があるの で、無限応答フィルタとして考えることができる。ここで、励起信号はこの中間 出力からのみ取り出される。また、Ａ　（Ｚ）フィルタへの入力は、例えば、ロ ーズ（Ｒｏｓｅ）およびバーンウェル（Ｂａｒｎｗｅｌ　Ｉ）による、°自己励 起ボコーダ：　４８００ボーを用いた長距離通話に対する他のアプローチ”、（ ＩＣＡＳＳＰのＩＥＥＥ　ＰＲＯＣ，における１９８６年４月号の４５３〜４５ ６頁）に示された“自己励起ボコーダ′の中で生成されたデータと同等のもので ある。

上述したようなパラメータ最適化法は、並行フィルタ構造を有する場合も同様に 適用可能である。

第７ａ図に示したグラフは、全極フィルタ３２に対する入力として用いられる代 表的な信号波形を示す。この信号はＰＤＳ信号であって、全零フィルタ３１によ ってろ波されたものであり、音声波形に極めて類似したものである。二のＰＤＳ 励起の音声近似性は、第７ｂ図に示したＰＥＳ励起波形とはまったく異なるもの である。これらのＰＥＳ励起波形は、Ｍ　Ｐ　Ｌ　Ｐ　Ｃのような従来のシステ ムの中で用いられる励起波形に極めて似たものである。

これらの励起は、人間のボーカルコードによって形成された声門パルス列に極め て似ているパルス列である。

このように、この発明によるＰＤＳ励起は、従来のＰＥＳ励起を用いる場合より もずっと良好な結果が得られる。従って、ＰＤＳ信号は、少ないろ波処理を行う だけであるにもかかわらず、“音声近似”信号であり、従来の音声源／フィルタ モデルにおけるランダム波形から各音声フレームを再合成しなければならない方 法に対して、音声フレーム間の変化を見るために、単にフィルタにおいて先行音 声フレームを変形するだけでよい。

各実施例において、フレームサイズの増加に伴ってＳＮＲが減少することが分っ た。特に、単一の励起シーケンスによるＰＤＳを用いた実施例では、特に、フレ ームサイズの小さいところで高い５ＮＲ４’！性を示し、このことは伝送される 音声の明瞭度を高めることを意味している。さらに、単一励起型のＰＤＳを用い る実施例はより小さいフレームサイズで構成することができ、この結果、コード 化による遅れを減少させることができる効果か得られる。

フィルタパラメータを個々に評価する代わりに、いくつかのパラメータを合わせ て評価することによって好都合なことがある。

フィルタの係数の個数を増加したり、または、ｄ、の最大値を増加したりするこ とによって、コード化、デコード化の際のＳＮＲを高めることができることが分 った。ＳＮＲの改善を行うために、フレーム当たりの伝送ビットを増加させる必 要があるとしても、ビット数を新しいフィルタの係数に対して割当てることより は、遅延パラメータのために特別なビットを割当てることの方が有利であること は明らかである。

国際調査報告

Claims (25)

【特許請求の範囲】
1. （１）フィルターパラメータは、コーダーにおいて入力音声信号から周期的に導 き出され、デコーダーフィルターの応答を更新するために、デコーダーに送信さ れ、前記デコーダーフィルターへの励起入力は前記デコーダーフィルターの音声 出力から前記デコーダーにおいて導き出されることを特徴とする音声通信の方法 。
2. （２）前記フィルターパラメータを導き出すことは、前記入力音声信号と前記デ コーダーの前記出力との間の実際の誤差を減少させるように、実行されることを 特徴とする請求項１記載の方法。
3. （３）前記デコーダーは、直列の第１と第２のフィルターを具備する合成フィル ターを含み、前記第１フィルターは可変遅延パラメータを有し、前記第２のフィ ルターは無限インパルス応答フィルターであり、および前記フィルターパラメー タは、前記遅延パラメータを変え、前記入力音声信号と前記デコーダーの前記出 力との間の前記実際の誤差の対応する評価を導きだし、その後、この評価された 実際の誤差を減少させる前記遅延パラメータ値を選択することとを含む反復プロ セスによって、前記コーダーにおいて周期的に導き出されることを特徴とする請 求項２記載の方法。
4. （４）前記コーダーは、そのような合成フィルターを含み、前記実際の誤差の評 価は、前記遅延パラメータの各値に対する合成音声出力を生成し、前記合成音声 出力と前記入力音声信号とを比較することによって、前記コーダーにおいて導き 出されることを特徴とする請求項３記載の方法。
5. （５）前記遅延パラメータ値の各々に対して、前記第１のフィルターの他のパラ メータに対し、および前記第２のフィルターのパラメータに対する値は、一緒に 計算され、前記評価された実際の誤差を導き出すために使用されることを特徴す る請求項３あるいは４記載の方法。
6. （６）前記第２のフィルターのパラメータに対する値は、前記反復プロセス外で 初めに評価され、前記第１のフィルターの他のパラメータに対する値は、前記遅 延パラメータ値の各々に対して計算され、前記評価された実際の誤差を導き出す ために使用されることを特徴する請求項３あるいは４記載の方法。
7. （７）フィルターパラメータは、コーダーにおいて入力音声信号から周期的に導 き出され、デコーダーフィルターの応答を更新するために、デコーダーに送信さ れ、前記デコーダーは、直列の第１と第２のフィルターを具備し、前記第１フィ ルターは可変遅延パラメータを有し、前記第２のフィルターは無限インパルス応 答フィルターであり、前記デコーダーフィルターへの励起入力は前記デコーダー フィルターの１以上の中間出力から前記デコーダーにおいて導き出され、前記フ ィルターパラメータは、前記遅延パラメータを変え、前記第１と第２のフィルタ ーの他のパラメータ値を計算し、前記入力音声信号と前記デコーダーの前記出力 との間の前記実際の誤差の評価を導きだすために、前記値を使用し、その後、こ の評価された実際の誤差を減少させるように前記遅延パラメータ値を選択するこ ととを含む反復プロセスによって、前記コーダーにおいて導き出されることを特 徴とする音声通信の方法。
8. （８）前記遅延パラメータ値の各々に対して、前記第１のフィルターの他のパラ メータの値は、予測誤差が低くなるように計算されることを特徴する請求項５乃 至７のうちいずれかに記載の方法。
9. （９）前記遅延パラメータ値の各々に対して、前記第１のフィルターの他のパラ メータの値は、実際の誤差が低くなるように計算されることを特徴する請求項５ 乃至７のうちいずれかに記載の方法。
10. （１０）前記遅延パラメータの選択後、前記第１のフィルターの他のパラメータ の値は、実際の誤差が低くなるように再計算されることを特徴する請求項５乃至 ７のうちいずれかに記載の方法。
11. （１１）前記実際の誤差は、重要性が低いと認識されるスペクトラル領域の依存 を減少させるように重み付けられることを特徴とする請求項１乃至１０のうちい ずれ化に記載の方法。
12. （１２）前の合成音声出力化ら導き出された信号によって励起される時、それら の特性を有するフィルターによって生成される合成音声出力と入力音声信号との 間の実際の誤差の評価を減少させるように、前記入力音声信号からフィルター特 性を周期的に導き出すように構成された手段を具備することを特徴とする音声コ ーダー。
13. （１３）前記合成音声出力を生成するのに適応する合成フィルターを有し、前記 実際の誤差の評価は、前記入力音声信号と前記合成フィルターの前記合成音声出 力との間で形成される誤差であることを特徴とする請求項１２記載のコーダー。
14. （１４）入力音声信号からフィルター特性を周期的に導き出すように構成された 手段を具備し、前記フィルター特性は、直列の第１と第２のフィルターを具備す る合成フィルターを具備する合成フィルターによって生成される出力と前記入力 音声信号との間の実際の誤差を減少させるように導き出され、前記第１フィルタ ーは複数の並列フィードフォワードフィルターを具備し、前記複数の並列フィー ドフォワードフィルターの少なくとも１つは、前記並列フィードフォワードフィ ルターの出力の結合から導き出される複数の異なる励起シーケンスの１つを受信 するように接続され、前記第２のフイルターは無限インパルス応答フィルターで あり、前記無限インパルス応答フィルターは、励起されるとき、それらの特性を 有することを特徴とす音声コーダー。
15. （１５）ある第１の並列フィードフォワードフィルターの遅延パラメータを変え 、そのような値に対して前記実際の誤差の当該評価を導きだし、前記実際の誤差 を減少させるその遅延パラメータ値を選択し、その後、前記並列フィードフォワ ードフィルターの各々の前記遅延パラメータに対して前記ステップを繰り返すこ ととを具備する方法によって、前記フィルター特性を導き出すように構成された 手段を具備することを特徴とする請求項１４記載のコーダー。
16. （１６）合成音声出力を生成するのに適応するローカルデコーダーをさらに具備 することを特徴とする請求項１２乃至１４のいずれかに記載のコーダー。
17. （１７）フィルターを具備し、コード化音声信号の受信時に、それから前記フィ ルターの特性を更新するように構成され、前記フィルターは、励起入力と、それ に接続された音声出力とを有し、その結果前記フィルターは前の音声出力から使 用時に励起されることを特徴とするコード化音声のためのデコーダー。
18. （１８）フィルターを具備し、コード化音声信号の受信時に、それから前記フィ ルターの特性を更新するように構成され、前記フィルターは、直列の第１と第２ のフィルターを具備し、前記第１フィルターは複数の並列フィードフォワードフ ィルターを具備し、前記複数の並列フィードフォワードフィルターの少なくとも １つは、前記並列フィードフォワードフィルターの出力の結合から導き出される 複数の異なる励起シーケンスの１つを受信するように接続され、前記第２のフィ ルターは無限インパルス応答フィルターであることを特徴とするコード化音声の ためのデコーダー。
19. （１９）少なくとも１つの前記並列フィードフォワードフィルターは、前記第２ のフィルターの出力から導き出される励起シーケンスを受信するのように接続さ れていることを特徴とする請求項１８記載のデコーダー。
20. （２０）請求項１７乃至１９のいずれかに記載のデコーダーを具備する受信器。
21. （２１）第２図及び第２図ａを参照して述べられたものと実質的に同等な受信器 。
22. （２２）請求項１２乃至１６のいずれかに記載のコーダーを具備する送信器。
23. （２３）第１図及び第１図ａを参照して述べられたものと実質的に同等な送信器 。
24. （２４）請求項１乃至２３のいずれかに記載の送信器と受信器を具備する音声通 信システム。
25. （２５）図面を参照して説明されたものとほとんど同等の音声通信の方法。