JPH02501105A - スイッチ回路の制御方法及びスイッチ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 スイッチ回路 発明の分野 本発明は、正負の給電線路の間のブリッジ内に、二つの半導体スイッチと二つの フライホイール・ダイオードが直列に接続されている、良く知られたブリッジ回 路のための、新しいスイッチ制御方法に関する。本発明はまた、前記方法を達成 するためのブリッジ回路に関する。

従来の技術 一般に、上述したタイプのブリッジ回路は、一つあるいはそれ以上の組の構成部 分からなり、そしてそのような−組の構成部分は、通常、ブリッジ回路の一つの “脚”と呼ばれており、そして時々６ハーフ・ブリッジ”と呼ばれる。非常にし ばしば、二つの脚が、反対の極性をもって駆動される二つの脚の間に接続された 負荷をもった“フル・ブリッジ”に、使用される。例えば、三相電動機制御回路 のような三相システムにおいては、良く知られているように、三つの脚が使用さ れている。本発明は、ブリッジ回路の一つの脚を開示し、それによってこの脚は 、いくつもの数の脚をもったあらゆるタイプの構成ブロック（ビルディング・プ ロ、ツタ）として、使用される。

この発明による新しい方法及び新しいスイッチ回路は、特に、電力ＭＯＳ型ＦＥ Ｔ）ランシタを使用するために適用されるものであり、そしてそこでは、フライ ホイール・ダイオードが、ＭＯ８型ＦＥＴ）ランシタの欠くことのできない一部 である。しかしながら、回路は、外部フライホイール・ダイオードをもった、バ イポーラ・トランジスタあるいはサイリスタのような他のタイプの半導体にもな お、使用される。

以下単にトランジスタと呼ばれる電力ＭＯＳ型ＦＥＴ）ランシタは、欠くことの できない“逆ダイオード”を有しており、それは、上記ブリッジ結線における、 フライホイール−ダイオードとして使用される。これは大変好都合であって、と いうのはそれが、回路構成部分を最少にするからである。

しかしながら、フライホイール・ダイオードとして前記逆ダイオードを使用する ことは、問題がなくはない。誘導負荷を有する交流電動機駆動のためのパルス幅 変調インバータは、トラブルを引き起こすような応用である。負荷電流は、ゆっ くりと変化し、そして、同じ極性を持ち、かつ多数のブリッジ出力パルスの間は ぼ一定であるかもしれない。

ブリッジ回路内の上部トランジスタがＯＮにされて、負荷に正出力電流を供給し ている場合はどうであろうか。トランジスタがＯＦＦにされるとき、誘導負荷電 流は下部のフライホイール・ダイオードを通る新しい通路を発見しなければなら ない。しかし、この種の応用においては、フライホイール電流は、零にはならな い。上部トランジスタは、下部フライホイール・ダイオードが、なお導電してい る間、ＯＮにされねばならない。詳細はここでは述べられていないが、内部トラ ンジスタ構造のために、下部トランジスタは、上部トランジスタがＯＮされたと き、意図せずにＯＮにされるかもじれず、それは、大変動の出力をともなうブリ ッジ短絡回路を引き起こす。これらは、良く知られた事実であって、例えば、ア ール・シー・ニー　電力ＭＯＳ型ＦＥＴのデータブック（ＲＣＡ　ＰｏｗｅｒＭ Ｏ３ＦＥＴ’　ｓ　Ｄａｔａｂｏｏｋ）の４９３頁−４９９頁（１９８６）、イ ンターナショナル　アイ・アール　整流器　電力ＭＯＳ型ＦＥＴＨＥＸＦＥＴ■ 　データブック（ＩＮＴＥＲＮＡＴＩＯＮＡＬＩＲＲＥＣＴＩＦＩＥＲＰｏｗｅ ｒ　ＭＯＳＦＥＴ　ＨＥＸＦＥＴ＠　Ｄａｔａｂｏｏｋ）のＡ−７４頁−Ａ−７ ６頁（１９８５）　、モトローラ　半導体　ＴＭＯ３■　電力ＭＯＳ型ＦＥＴ） ランシタ　データ（ＭＯＴＯＲＯＬＡ　ＳＥＭＩＣＯＮＤＵＣＴＯＲ３ＴＭＯ３ ＠　Ｐｏｗｅｒ　ＭＯ’５ＦＥＴ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ　Ｄａｔａ）のＡ−３ ０頁−Ａ−３１頁（１９８５）　、及び　シーメンス　ＳＩＰＭＯ３■　データ ブック　１９８４／８５（ＳＩＥＭＥＮＳ　ＳＩＰＭＯ３＠　Ｄａｔｅｎｂｕｃ ｈ　１９ｇ４／８５）の１９頁−２０頁の文献に記述さ、れでいる。

分離された外部フライホイール・ダイオードをもってさえ、トランジスタをＯＮ することは、危険である。ＯＮにする瞬間に、トランジスタは、出力に電流を供 給しなければならず、同時に、反対側のダイオードに逆回復電流を供給しなけれ ばならない。ＯＮの切り換えが速いならば、そしてそれは速くあるべきであるが 、トランジスタが、ＯＮにする瞬間の間中、２倍より大きい負荷電流を供給する ことが必要であろう。

いくつかのトランジスタ製造業者は、シーメンス（Ｓ　Ｉ　ＥＭＥＮＳ）のＦＲ ＥＤＦＥＴ　（Ｆａｓｔ−Ｒｅｃｏｖｅｒｙ−Ｅｐｉ　ｔａｘｉａｌ−Ｄｉｏｄ ｅ−Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆ　ｆｅｅｔ−Ｔｒａｎｓｉｓｔａｒ）のような、そのよう な応用のための特別なトランジスタ・バージョンを設計している。内部逆ダイオ ードは、高速回復ダイオードに変更され、一方標準的に使用される逆ダイオード は、比較的遅い回復を有している。この方法は、問題を部分的に克１するかもし れないが、しかしながら、問題の真の原因を取り除いているようには見えない。

発明の開示 本発明は、新しいスイッチ制御方法を開示し、そしてそれは、別の方法で上記問 題を解決する。その方法は、あらゆるタイプの標準的なトランジスタに使用され 得る。勿論、新しいスイッチ方法は、上記した特別なトランジスタにもまた、使 用することができる。

本発明による新しいスイッチ方法は、ブリッジと負荷きの間に接続されたＬＣフ ィルタの使用に基すいている。このフィルタは、ブリッジ電流が、各スイッチ・ サイクルにおいて零に到達することが許容されているが、しかしながら負荷電流 が、−あるいは多数のスイッチ・サイクルの間でほぼ一定であるような方法で、 ブリッジを負荷から分離する。

出力フィルタは、出カケーブルから誘導される外部雑音からトランジスタ接合を 保護するという、更なる有利点を有している。さらに、ブリッジによって生ぜら れる高周波雑音は、出カケーブルから分離される。

ＬＣフィルタの大きさを最小にするため、スイッチ周波数は、負荷電流の周波数 より極めて高くあるべきである。−例として、交流電動機制御の負荷電流が、約 １００Ｈｚの最高周波数を有していると、その一方でスイッチ周波数は、およそ １−１０００に＆であろう。

かくして、本発明は、負荷に電流あるいは電力を供給するためのブリッジ回路を 、制御するための方法に関する。ブリッジ回路は、−あるいは多くの脚よりなり 、その各々は、正負の給電線路の間に直列に接続された二つの半導体部材よりな る。各半導体部材は、制御駆動回路の制御の下で、半導体部材の順方向で負荷へ 、あるいは負荷から電流を伝導するためのスイッチ可能部材、及び逆方向へ電流 を伝導するだめのフライホイール−ダイオードよりなる。以下において、“ブリ ッジ回路”の表現は、そのような一つの脚を意味する。

本発明によれば、その方法は、ブリッジ回路と負荷との間にＬＣ回路を接続する 段階と；半導体部材とＬＣ回路のインダクタンスを通る電流との間の接続部のブ リッジ電圧を監視すること；それらの伝導を起こすために、前記半導体部材の前 記スイッチ可能部材の一つに点弧パルスを供給すること；インダクタンスを通る 電流が前もって調整された値を越えるとき、前記スイッチ可能部材の伝導を終了 し、ここにおいてインダクタンス電流は、反対側の半導体部材のフライホイール ・ダイオードを通る別の通路を流れ続け、従ってブリッジ電圧は、インダクタン スの磁気エネルギーが、第１の線路の極性に向かうブリッジ電圧の極性の第２の 変化に帰着するまで、極性を最初に反対側の線路の極性に変化する；第１の線路 の極性に向かうブリッジ電圧の極性の変化を感知し、おるいはその逆で、ブリッ ジ電流あるいはインダクンス電流が零であることを検出し、かつ前記変化のとき 、あるいはその後、他の点弧パルスを供給すること；よりなる。

好ましくは、インダクタンスを通る電流は、インダクタンスを越える電圧差を測 定し、積分回路で電圧差を実質的に積分することにより電流を計算することによ って、監視される。インダクタンス電流の前もって調整された値は、外部信号で あることが可能であり、あるいは、実負荷電圧と比較された所望負荷電圧の前も って調整された値に基づいて、制御増幅器から得られることができる。第４の線 路の極性に向かう極性の変化は、ブリッジ電圧が、正負の線路の間の電圧の半分 より低い値によって、第２の線路の極性と異なるとき、電圧比較器の感知によっ て感知することができる。好ましくは、第１の線路の極性に向かう極性の変化は 、一つが各半導体部材のためのものである、二つの電圧比較器によって感知され 、それによって、ウィンドウ（ｗ　ｉ　ｎ　ｄ　ｏｗ）が発生され、両方の比較 器のウィンドウは、対応する半導体部材の活性化を許容する。

本発明はまた、上記方法を達成する装置に関する。その装置は、ブリッジ回路と 負荷との間に接続されたＬＣ回路と；半導体部材とＬＣ回路のインダクタンスを 通る電流との間の接続部のブリッジ電圧を監視するモニタ回路であり、前記モニ タ回路は、インダクタンスを通る電流が前もって調整された値をこえたとき検出 する第１の比較器と、ブリッジ電圧が対応する線路の極性に向かう極性を変化す るとき検出する第２の比較器よりなり：それらの伝導を起こすために、前記半導 体部材の前記スイッチ可能部材の一つに点弧パルスを供給するために適用されて いる制御及び駆動回路であり；制御及び駆動回路は、前記第１の比較器が、イン ダクタンスを通る電流が前もって調整された値を越えると決定したとき、前記ス イッチ可能部材の伝導を終了し、かつ第２の比較器が、対応する線路の極性に向 かうブリッジ電圧が変化すると決定したとき、他の点弧パルスを供給するために 適用されている：ことよりなる。

好ましくは、その装置は、インダクタンスを越える電圧を実質的に積分すること により、前記電圧からインダクタンスの電流を計算する計算回路と、負荷を越え る実電圧を前もって調整された電圧と比較して実質的にその差を積分することに よって、インダクタンスの電流の前もって調整された値を得る制御増幅器とより なる。さらには、その装置は、正負の線路の間の電圧の半分より低い値によって 、ブリッジ電圧が第２の線路の極性と異なるとき、検出する電圧比較器よりなる 。タイマ回路は、もしその伝導が、予め定められために適用されるかもしれない 。

かくして、ブリッジ電流が零のとき、関連するトランジスタのＯＮがおこり、そ して、ブリッジ電圧がマイナスからプラスへ変化するとき、上部トランジスタが ＯＮされ、そして、ブリッジ電圧がプラスからマイナスへ変化するとき、下部ト ランジスタがＯＮされる。

本発明による方法の有利点は、二つのトランジスタが、決して同時にＯＮされる ことがないことである。

図面の簡単な説明 本発明は、本発明の好ましい実施態様を用いるとともに、添付の図面に関して、 以下にさらに詳細に説明される。

第４図は、パルスがブリッジ回路のトランジスタの一つに印加される後における 、ブリッジ回路のふるまいを示す、オシロスコープの図である。

第２図は、本発明による方法を示す時間線図（ｔｉｍｅ　ｄｉａｇｒａｍ）であ る。

第３図は、本発明の好ましい実施態様の回路線図である。

第４図は、好ましい実施態様の計算回路及び制御増幅器を示す部分回路線図であ る。

第５図は、好ましい実施態様の比較器の回路線図である。

第６図は、好ましい実施態様のタイマを示す部分回路線図である。

好ましい実施態様の詳細な説明 初めに第３図を参照すると、本発明による好ましい実施態様の回路線図が示され ている。その線図は、ＬＣフィルタ５．６を介して負荷４に接続された、二つの トランジスタ２，３よりなるブリッジ回路１を示している。

多くのシステムが、負荷に並列に接続されてよい。もしそれらが、同じ入力信号 を有し、それが電流の前もって調整された値であるならば、それらは、負荷電流 を等しく共有するであろう。分離したシステムは、同期して操作される必要はな い。勿論、多くのブリッジ・トランジスタ２，３が、並列に接続されることがで きる。

トランジスタ２．３とインダクタンス５との間の接続点におけるブリッジ電圧Ｅ は、第１図の線図によって示されている。もし下部のトランジスタ３がＯＮされ 、それからＯＦＦされると、時限７０間にパルスが供給され、そしてブリッジ電 圧Ｅは、すぐにマイナスにいく。パルスが終了するとき、インダクタンスに蓄積 されたエネルギーは開放され、電圧Ｅを時限８の間に反対の極性、即ちプラスに させ、上部トランジスタ２のフライホイール・ダイオードを開く。

インダクタンス５のエネルギーが終了したとき、上部トランジスタ２のフライホ イール・ダイオードは、閉塞される。しかしながら、阻止現象はすぐに起こるの ではな（て、逆方向の電流（逆回復電流）が、フライホイール・ダイオードを充 電したり、あるいは回復したりするために、流れなければならない。この逆電流 は、時限９で示すように、最初に述べた下部トランジスタ３のフライホイール・ ダイオードの開放に、順番に立ち上がりを与えるインダクタンス５に、新しいが 、より弱い磁界を誘導する。それから、エネルギーは、減衰するまで時限１００ 間の右に示されるように、インダクタンス５と、主としてシステム内のトランジ スタ出力キャパシタンス（Ｍ３図に示されていない）たる漏れキャパシタンスと の間で、振動する。

現象の順序は、ＬＣフィルタがブリッジと負荷との間に接続された、という事実 により起こるということが、指摘される。

第１図から、パルスの終了後のオシロスコープ線図は、減衰振動であることが判 り、その振幅は、線路電圧のプラス及びマイナスにおけるフライホイール・ダイ オードによって、カット（ｃｕｔ）される。

本発明は、上記問題を避け、あるいは迂回するために、この連続現象を使用する 。時限９０間に下部のトランジスタをターン・オン（ｔ　ｕ　ｒ　ｎ　ｏ　ｎ） することは、全く安全であり、一方下部フライホイール・ダイオードは開き、反 対側のトランジスタのフライホイール・ダイオードは閉じているということが、 注意されるべきである。トランジスタはそれから、フライホイール・ダイオード からの伝導を引継ぎ、そして新しい連続が続く。

第２図には、本発明による方法の線図が示されている。第２図によれば、上部ト ランジスタが、はじめに導通している（第１図においては、下部トランジスタが 導通している。）。作動順序は、全くおなじであり、上部トランジスタを使用す るか、あるいは下部トランジスタしようするかで、主な差異はない。正出力電流 のため、上部トランジスタはＯＮされ、フライホイール電流は、下部ダイオード を介して流れる。負出力電流のため、下部トランジスタはＯＮされ、フライホイ ール電流は、上部ダイオードを介して流れる。

上部線図２ａは、電圧Ｅを示す。時間軸は、線形ではなくて、立ち上がり時間及 び立ち下がり時間で極めて拡張されていることが、注意されるべきである。線図 ２ｂは、インダクタンス５を通る電流Ｉを示している。

上部トランジスタは導通しており、電圧Ｅは、時限Ｉの間でプラスである。イン ダクタンス５を通る電流Ｉは、路線形（実際は指数関数的）に立ち上がる。電流 工が前もって調整された値Ｉ°に到達するとき、線図２０に示すように第１の比 較器は、その状態を、論理“１″から論理“０”に変える。比較器は、トランジ スタを制御し、それをＯＦＦにし、時限Ｈの間に示されるように、電圧は、トラ ンジスタのスイッチング特性によって減少する。電圧Ｅは、零以下へ通過し、マ イナスに到達し、そして第１図に関して説明されるように、負トランジスタのフ ライホイール・ダイオードは、時限■の始まりで開く。インダクタンスのエネル ギーは、時限■の間で終了し、インダクタンスを通る電流は、負トランジスタの フライホイール・ダイオードをＯＦＦするために、逆になる（逆回復電流）。

負トランジスタのフライホイール・ダイオードがＯＦＦされるとき、正フライホ イール・ダイオードが開くまで、電圧Ｅは時限■の間で立ち上がる。電圧の立ち 上がりは、第２の比較器によって感知され、それは時限Ｖの間で、次の連続のた めに正トランジスタをＯＮにする。第２の比較器の出力は、２ｄに示されている 。電圧Ｅが−Ｖ゛以下に落ちるとき、比較器は、示されているように論理“０” を出力する。両方の比較器が論理“１″を出力しているとき、正トランジスタは ＯＮされる。この順序は、第３図に関して、以下にさらに詳細に説明される。

スイッチ周波数は一定ではなく、低い負荷で高く、かつ負荷の増加につれて減少 するということが、注意されるべきである。

第３図には、本発明の現在の好ましい実施態様の回路線図が示されている。この 回路は、少なくとも部分的には慣例的に設計される集積回路として製造可能であ り、あるいはアプリケーション・スペシフィック（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　５ ｐｅｃｉｆ　ｉｃ）集積回路ＡＳＩＣとして製造可能であることが熟慮されるべ きであり、かくして、図解された回路は、本発明を説明するための典型的なもの にすぎない。

ブリッジ回路は、上記で説明されたように、第３図の右に示されている。各トラ ンジスタは、駆動回路１１．１２によって駆動される。駆動回路は、発光ダイオ ード及びとフォト・トランジスタとして示されている光カブラ１３．１４によっ て、残りの制御回路から電気的に分離されている。

各光カブラは、二つの入力を有するアンド・ゲー）１５．１６の出力に接続され ている。入力のうちの一つは、第１の比較器１９に接続されていて、それは、イ ンダクタンス５を通る実電流Ｉを前もって調整された値工゛と比較する。実電流 ■が前もって調整された位Ｉ”以下であるとき、比較器１９は、論理′１”をア ンド・ゲート１５に出力する。前もって調整された値■°が越えられるとき、ア ンド・ゲート１５からの出力は、第２図の２０の時間■で示されるように終了す る。トランジスタ２はそれから、ＯＦＦされる。第１の比較器１９からの出力は 、インバータ２０によって反転され、下部のアンド−ゲート１６に接続される。

各アンド・ゲート１５．１６の第２の入力は、上述した第２の比較器に対応する 第２の比較器１７．１８に接続される。比較器は、第３図に示されるように、電 圧Ｅを前もって調整された限界値−■。

と＋Ｖ”　（Ｖ’　は正の値）とそれぞれ比較する。電圧Ｅが限界値−ｖ゛以上 あるとき、正の比較器１７（上部）は論理“１”を出力し、電圧Ｅが限界値十Ｖ °以下であるとき、負の比較器１８は論理“１″を出力する。かくして、両方の 比較器が論理“１”を出力するところで、＋Ｖ”　と−Ｖｏ　との間のウィンド ウがある。その目的は、以下に述べられる。

第４図には、計算回路と、実電流Ｉと前もって調整された電流Ｉ。

を計算するための制御増幅器が示されている。前もって調整された値は、最大ブ リッジ電流のプラスとマイナスの間の如何なる値とすることができる。従って、 ブリッジ回路は、短絡を防いでいる。示されてはいないが、調整できる電流限界 を有することが、可能である。

インダクタンスを通る実電流（Ｉ）は、従来の手段によって測定することができ 、あるいはアナログ回路またはデジタル回路によって計算される。インダクタン スを渡る差電圧（Ｅ−Ｕ）が測定され、電流（１）は、以下の式によって計算す ることができる。

１　＝　（Ｅ−Ｕ）／　（Ｒ＋　ｓ　Ｌ）ここにおいて、 ■＝インダクタンス電流 Ｅ＝ニブリッジ圧 Ｕ＝負負荷の出力電圧 Ｒ＝インダクタンスの抵抗 Ｌ＝インダクタンス Ｓ＝ニラプラス算子 インダクタンスの抵抗は、できるだけ低くあるべきであり、しかしながらそれは 、計算回路の問題を生ずる。計算式は、計算回路の“伝達関数”として考えるこ とができる。もしＲが小さいならば、伝達関数の直流利得は大変高くなる。その とき、測定回路あるいは計算回路における小さいが避けられないオフセットは、 許容できない値に増幅されるであろう。

例えば、Ｒを１０倍に増加することによって、計算式を修正することが可能であ り、それは直流利得を減少し、かくして可能なオフセット電圧の影響を減少し、 計算値が最大パルス時間の間にほぼ正確であるように、Ｌを調整する。かくして 、計算エラーは、最大パルス時間より長い時間においてのみ重大であり、しかし ながらそれは、計算回路の演算領域外であり、害をなさない。

第４図に、上記式による計算のだめの計算回路が示されている。

電圧Ｕは、第１のオペアンプ２１の電圧Ｅから減じられている。電圧Ｕは、イン バータ２２によってはじめに反転され、そして計られ、それからオペアンプ２１ の負の入力たるオペアンプ２１の加算入力に接続されている。電圧Ｅは、測定さ れた抵抗２３を介して同じ加算入力に接続されている。オペアンプは、上式によ る積分器として実質的に接続されており、電圧Ｅと電圧Ｕとの差を積分する。そ の結果が、逆インダクタンス電流（−Ｉ）である。

前もって調整された電流Ｉ”は、如何なる従来の手段によって供給されあるいは 発生される。実電流（Ｉ）と前もって調整された電流（Ｉ゛）は、高速比較器２ ４の加算入力へ伝達され、その出力は、ＩとＩ゛との差である。比較器は、大変 高い利得を有しており、かくしてその出力は、高いか低いかのどちらかである。

さらに比較器は、抵抗２５．２６によって、あるヒステレス（ｈｙｓｔｅｒｅｓ ）を供給される。比較器からの出力は、第３図の第１の比較器１９によって供給 される出力信号であるＩ’−Ｉを、供給するためのインバータ２７によって反転 され、かつ緩衝される。

上述された全システムの電気回路機構は、負荷に出力電流を運ぶ電流発生器とし て作用する。このようにして、入力制御信号として前もって調整された値の電流 Ｉ゛をもって、使用されるかもしれない。しかしながら、それはしばしば、電圧 発生器を有することが好ましく、本システムは、電圧発生器に簡単に変換できる 。出力電圧Ｕは測定され、そして従来のＰＩ調整器（ＰｒｏｐｏｔｉｏｎａｌＩ ｎｔｅｇｒａｔｉｎｇ：比例＋積分動作）にフィードバックされ、その出力は、 前もって調整された電流Ｉ°である。そのような積分調整器は、電流計算回路に おける直流オフセットを、自動的に補正する。

第４図に示されるように、電流の前もって調整された値Ｉ°は、負荷Ｕへの実出 力電圧と前もって調整された出力電圧Ｕ°から、制御増幅器によって計算するこ とができる。前もって調整された出力電圧Ｕ°の負値に対応する電圧は、第２の オペアンプ２８の負の入力に給電される。実際の出力電圧Ｕもまた、測定された 抵抗２９を介して前記負の入力に給電される。実際の出力電圧と前もって調整さ れた出力電圧との差Ｕ−Ｕ’　は、オペアンプ２８によって実質的に積分され、 その出力は、前もって調整された電流Ｉ°に対応し、かつ比較器２４の負の入力 に給電される。オペアンプ２８の出力でツェナーダイオードが、最大の前もって 調整された電流Ｉ′を限定する。

第５図において、第３図の比較器１７と比較器１８に対応する回路が示されてい る。比較器は、ＴＴＬ回路で作られ、三つのインバータ３０．３１及び３２より なる。ブリッジ電圧Ｅは、各校の第１の抵抗３３及び３４に給電される。零電圧 からの望ましいオフセットに対応する電圧は、各校の第２の抵抗３５．３６に給 電される。

零電圧は、正負の線路の間の中間として定義される。第一と第２の抵抗との間の 接合は、インバータ３０あるいは３２の一つの入力に給電され、その入力はまた 、第３の抵抗３７及び３８によって接地されている。その結果は、ブリッジ電圧 が、Ｅ＋Ｖ’が零以下であるように落ちるとき、上部インバータ３１は論理“０ ”を出力し、かつアンド・ゲート１５を閉じる。ブリッジ電圧が、Ｅ−Ｖ”が零 以上であるように上がるとき、下部インバータは論理１０′を出力し、かつアン ド・ゲート１６を閉じる（Ｖ’　は正値）。さらなる操作は、第３図に関する説 明から明らかであろう。

もし負荷インピーダンスが高すぎる（あるいは最大出力電圧が低すぎる）ならば 、負荷に前もって調整された電流を出力することは、不可能である。その場合に は、出力電圧が最大になり、そして対応するトランジスタはＯＮのままであり、 それは、望ましいことではないであろう。最大パルス時間は、各ブリッジトラン ジスタの一つである、二つの再トリガ可能な（ｒｅｔｒｉｇｇｅｒａｂｌｅ）タ イマによって限定される。

第６図には、もしその期間が前もって決定された値を越えるならば、パルスを終 了するためのタイマ回路３９が示されており、それによって、各アンド・ゲー） １５．１６は、第３の入力を供給され、それは再トリガ可能なタイマの出力に接 続されており、その二つのトリガ入力は、対応するアンド・ゲートの二つ他の入 力に接続されている。もしタイマの入力が、ＲＣ回路によって命令されるある時 間されないならば、タイマは論理“０′を出力し、それは、パルスを終了させる 。さもなければ、タイマは、論理′１”を出力する。

電流Ｉは、平均値の二倍のピーク値をもったほぼ三角形状であることが、明らか である。それは、外部負荷に流れる平均値である。

もしスイッチ・トランジスタが一定のＯＮ抵抗をもっと仮定されるならば、三角 形状の電流波形は、伝導の間にブリッジ・トランジスタで、それが矩形状電流波 形であるより、１７３大きい電力損失を引き起こす。

ブリッジの電流が零（あるいは零に極めて近い）であるとき、トランジスタのス イッチＯＮが起こるということもまた、注意される。

この事実は、スイッチＯＮの瞬間にトランジスタの電力消失を最小にし、それは 、重要な有利点である。本発明において、反対側のフライホイール・ダイオード 電流が零であるとき、トランジスタはいつもすぐにＯＮされる。

上記したように、ウィンドウがあり、そこでは両方の比較器１７゜１８が、論理 ６１”を出力している。この理由は、電力が回路に印加されるとき、発振がスタ ートしなければならないからである。構成部材２１，２２．２４．２７．２８等 の許容範囲により、比較器２４の出力は、システムの開始のとき、高いか低いか のどちらかであろう。どちらの場合においても、対応するアンド・ゲートは、開 けられ、そして発振が発生する。というのは、両方のゲートへの他の出力は論理 ″１″であるからである。

第２ｆ図において、より低い点弧パルスが、意図せずに発生されることが注意さ れる。しかしながら、前記点弧パルスの期間は、極めて短い。実際の回路におい ては、下部のフライホイール・ダイオードが既に導通しているとき、この点弧パ ルスの影響は僅かに遅れ、そして下部のトランジスタをＯＮする。しかしながら 、前もって調整された電流が零であるとき、全システムはこれらの短いパルスの 助けによって、発振するであろう。一つのトランジスタがＯＦＦされるとき、他 のトランジスタはＯＮされ、それから第１のトランジスタは再びＯＮ等される。

パルス時間は、様々な回路構成の遅れに依存するであろうし、そしてシステムは 、最高周波数で発振するであろう。そして、本実施態様のそれは、約３００に＆ とすることができる。

第２図の線図は理想化され、異なった回路構成における遅れは考慮されていない ということもまた、注意される。しかしながら、そのような遅れは、本回路の安 全性を改良するだけであり、有害な影響は与えない。−例として、第２ｃ図と第 ２ｄ図を研究する。もしＦ１ａ図の立ち上がりエツジが、ｉ２ｄ図の立ち下がり エツジ以前に発生するならば、新しい極めて短い上方点弧パルスが、意図せずに 発生される。これは、パルス回路でしばしば発生する一種の電子の“レース（ｒ 　ａ　ｃ　ｅ）”である。勿論、設計者はそのような状況の可能性を監視しなけ ればならないし、適正な対抗手段をとらねばならない。このシステムにおいて、 トランジスタは、第１図の時限９０間で印加されることが必要なだけであること が、注意される。

かくして、いかなる遅れのための十分な時間がある。

ブリッジ・システムは、発振ばかりでなく、負荷にエネルギーを給電したり、あ るいは負荷から電力供給線路へ戻るエネルギーを受けるという再発振モードにお いて、作動することができる。

以上で、本発明の好ましい実施態様が、詳細に説明された。しかしながら、本発 明の範囲から逸脱することなく、たくさんの細部が変更されて良いことは、当業 者にとってあきらかである。例えば、ブリッジ電圧Ｅの変化の方向の感知は、比 較器の代わりに微分器によって決定され得る。ブリッジの電流あるいはインダク タンスが零であるときを感知するとともに、その後すぐにトランジスタ点弧する ことによって、電圧変化の感知を置き換えることができるかもしれない。

本実施態様は、約２ｘ１５５Ｖの線路電圧と、２５Ａの最大出力電流（平均値１ ２．５Ａ）を有する。インダクタンスは約４０μＨであり、インダクタンスの抵 抗は約１０ｍΩである。キャパシタンスを両方の線路に接続することが好ましく 、その場合には、キャパシタはまた、線路電圧をろ波する。インダクタンスの磁 界は、約０．２Ｔである。

周波数は、約１−１０００に＆であり、好ましくは５−３００ＫＨｚであって、 負荷によって変化する。上述した値は、例としてのみ与えられていて、とくに半 導体やインダクタンス・コアのような改良された構成部材が製造されたとき、大 きな範囲内において変更がなされる。

負荷は、出力と接地（グラ、ド）、あるいはいかなる他の従来の手段でブリッジ ・システムの他の脚に、接続されている。

本発明による装置は、両極性の出力電圧及び電流を運ぶために役立つ。例えば従 来の直流電力供給ユニットのように、もし−極性のみ必要とされるならば、本発 明はなお使用することができる。そのときは、反対の極性のために必要とされる 全てのそのような部材は、取り外され、より簡単な回路となる。

より一層の変更が、当業者にとって自明である。本発明は、添付の請求の範囲に よってのみ限定される。

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. １．負荷に電流や電力を供給するためのブリッジ回路を制御するための方法であ って、前記ブリッジ回路は、一つあるいは多くの脚よりなり、各々は、正負の給 電線路の間に直列に接続された二つの半導体部材よりなり、各半導体部材は、制 御駆動回路の制御の下で、半導体部材の順方向で、負荷へあるいは負荷から、電 流を伝導するためのスイッチ可能部材よりなり、そして反対方向へ電流を伝導す るためのフライホイール・ダイオードとを有するものにおいて、ブリッジ回路と 負荷との間にＬＣ回路を接続すること、半導体部材とＬＣ回路のインダクタンス を通る電流（Ｉ）との間の接続のブリッジ電圧（Ｅ）を監視すること、その伝導 を開始するために前記半導体部材のスイッチ可能部材のひとつに点弧パルスを供 給すること、 インダクタンスを通る電流（Ｉ）が前もって調整された値（Ｉ′）を越えるとき 、スイッチ可能部材の電導を終了し、それによって、インダクタンスの電流が、 反対側の半導体部材のフライホイール・ダイオードを介して他の通路を流れ続け 、従って、ブリッジ電圧（Ｅ）は、インダクタンスの磁気エネルギーが、第１の 線路極性に向かってブリッジ電圧（Ｅ）の極性の第２の変化を生じて終了するま で、極性を最初に反対側の線路極性に変化し、第１の線路極性に向かうブリッジ 電圧（Ｅ）の極性の変化を感知し、さもなければ、ブリッジあるいはインダクタ ンス電流を検出し、その変化のときあるいはその変化の後に、他の点弧パルス供 給すること を特徴とするブリッジ回路を制御するための方法。
2. ２．インダクタンスを越える電圧差（Ｅ−Ｕ）を測定し、積分回路により電圧差 を実質的に積分することによって、インダクタンスを通る電流（Ｉ）を監視する ことを特徴とする請求の範囲１記載の方法。
3. ３．実負荷電圧（Ｕ）と比較された必要負荷電圧（Ｕ′）の前もって調整された 値に基ずいた制御増幅器によって、インダクタンス電流（Ｉ′）の前もって調整 された値を得ることを特徴とする請求の範囲１または２記載の方法。
4. ４．ブリッジ電圧（Ｅ）が、正負の線路の間の電圧の半分より小さい値による、 第２の線路極性と異なるとき、電圧比較器を感知することにより、第１の線路に 向かう極性の変化の感知を特徴とする請求の範囲１，２または３記載の方法。
5. ５．各々は半導体部材である二つの電圧比較器によって、第１の線路に向かう極 性の変化を感知し、それによって、ウィンドウが生ぜられ、そのウィンドウにお いて、両方の比較器が対応する半導体部材の活性化を許容することを特徴とする 請求の範囲４記載の方法。
6. ６．負荷に電流あるいは電力を供給するためのブリッジ回路を制御するための請 求項１による方法を達成するための装置であって、前記ブリッジ回路は一つある いは多くの脚よりなり、各々は正負の給電線路の間に直列に接続された二つの半 導体部材よりなり、各半導体部材は、制御駆動回路の制御の下で、半導体部材の 順方向で、負荷へあるいは負荷から電流を伝導するためのスイッチ可能部材より なり、そして反対方向へ電流を伝導するためのフライホイール・ダイオードとを 有する装置において、 ブリッジ回路と負荷との間に接続されたＬＣ回路と、２つの半導体部材とＬＣ回 路のインダクタンスを通る電流（Ｉ）との間の接続のブリッジ電圧（Ｅ）を監視 するためのモニタ回路であって、前記モニタ回路は、インダクタンスを通る電流 （Ｉ）が前もって調整された値（Ｉ′）を越えるとき比較する第１の比較器と、 ブリッジ電圧（Ｅ）が対応する線路極性に向かう極性を変化するとき比較する第 ２の比較器とよりなるものと、それへの伝導を開始するため、前記半導体部材の 前記スイッチ可能部材の一つに、点弧パルスを供給するために適用されている制 御及び駆動回路と、 第１の比較器が、インダクタンスを通る電流が前記前もって調整された値（Ｉ′ ）を越えることを決定したとき、前記スイッチ可能部材の伝導を終了し、そして 前記第２の比較器が、ブリッジ電圧（Ｅ）が対応する線路極性に向かう変化をす ることを決定するとき、他の点弧パルスを供給するために適用されている制御及 び駆動回路と、 を有することを特徴とする装置。
7. ７．インダクタンスを越える電圧（Ｅ−Ｕ）を実質的に積分することによって、 前記電圧からインダクタンス電流（Ｉ）を計算する計算回路を有する請求の範囲 ６記載の装置。
8. ８．負荷を越える実電圧（Ｕ）を前もって調整された電圧（Ｕ′）と比較し、そ の差を実質的に積分することによってインダクタンスを通る電流の前もって調整 された値（Ｉ′）を得る制御増幅器を有する請求の範囲６または７記載の装置。
9. ９．ブリッジ電圧（Ｅ）が、正負の線路の間の電圧の半分より小さい値によって 、第２の線路極性を越えるときを比較する電圧比較器を有する請求の範囲６、７ または８記載の装置。
10. １０．もしその伝導が前もって決定された時間を越えるならば、対応する半導体 部材の伝導を禁止するタイマ回路を有する請求の範囲６記載の装置。