JPH0252453B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0252453B2 JPH0252453B2 JP14543684A JP14543684A JPH0252453B2 JP H0252453 B2 JPH0252453 B2 JP H0252453B2 JP 14543684 A JP14543684 A JP 14543684A JP 14543684 A JP14543684 A JP 14543684A JP H0252453 B2 JPH0252453 B2 JP H0252453B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- hybrid
- amplitude
- delay circuit
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、通信装置に使用されるトランスバ
ーサル形の振幅等化器に関する。さらに具体的に
は、伝送路の振幅特性ひずみを伝送帯域内にわた
つて補償するための振幅等化器に関する。
ーサル形の振幅等化器に関する。さらに具体的に
は、伝送路の振幅特性ひずみを伝送帯域内にわた
つて補償するための振幅等化器に関する。
この種、従来のトランスバーサル形振幅等化器
は第１図のブロツク図に見られるように、ハイブ
リツド１，２、遅延回路３、遅延回路３の２倍の
遅延時間を持つ遅延回路４、合成回路５，６、お
よび可変減衰器７により構成されている。いま、
入力信号の振幅をEi、出力信号をEoとすれば、
その比は次式 Eo／Ei＝１＋γcosωT ……(1) により表わされる。ここでγは出力側にある合成
回路６により合成される２つの信号の比、ωは角
周波数、Ｔは遅延回路３の遅延時間である。この
式からわかるように、このトランスバーサル形振
幅等化器は、可変減衰器７により、γを変えるこ
とによつて振幅等化量を連続的に可変することが
でき、しかもＴを適当に選択すれば、一次傾斜、
二次曲率等の振幅特性を得ることができる等、振
幅等化器として優れている。
は第１図のブロツク図に見られるように、ハイブ
リツド１，２、遅延回路３、遅延回路３の２倍の
遅延時間を持つ遅延回路４、合成回路５，６、お
よび可変減衰器７により構成されている。いま、
入力信号の振幅をEi、出力信号をEoとすれば、
その比は次式 Eo／Ei＝１＋γcosωT ……(1) により表わされる。ここでγは出力側にある合成
回路６により合成される２つの信号の比、ωは角
周波数、Ｔは遅延回路３の遅延時間である。この
式からわかるように、このトランスバーサル形振
幅等化器は、可変減衰器７により、γを変えるこ
とによつて振幅等化量を連続的に可変することが
でき、しかもＴを適当に選択すれば、一次傾斜、
二次曲率等の振幅特性を得ることができる等、振
幅等化器として優れている。
しかし、上記のごとき従来のトランスバーサル
形振幅等化器においては、一旦振幅特性を設定し
た場合、その等化量は容易に可変減衰器により可
変できるが、振幅特性を変化させるためには、Ｔ
の値を変えなければならず、これにともなつて、
第３図に示すように、その使用帯域BWが変わる
欠点があつた。
形振幅等化器においては、一旦振幅特性を設定し
た場合、その等化量は容易に可変減衰器により可
変できるが、振幅特性を変化させるためには、Ｔ
の値を変えなければならず、これにともなつて、
第３図に示すように、その使用帯域BWが変わる
欠点があつた。
この発明は、以上の考察に基づき、トランスバ
ーサル形振幅等化器の出力側に適用される合成回
路に入力される２つの信号間の相対位相を変える
ことにより、容易に振幅特性を変えることがで
き、かつ、その使用帯域BWが変化しない振幅等
化器を提供することを目的とする。
ーサル形振幅等化器の出力側に適用される合成回
路に入力される２つの信号間の相対位相を変える
ことにより、容易に振幅特性を変えることがで
き、かつ、その使用帯域BWが変化しない振幅等
化器を提供することを目的とする。
〔発明の構成〕
この発明により得られる振幅等化器は、入力信
号を２つに分岐する第１のハイブリツドと、該第
１のハイブリツドにより分岐された第１の信号を
遅延する第１の遅延回路と、該第１のハイブリツ
ドにより分岐された第２の信号を２つに分岐する
第２のハイブリツドと、該第２のハイブリツドに
より分岐された第１の信号を遅延する第２の遅延
回路と、該第２の遅延回路の出力と前記第２のハ
イブリツドにより分岐された第２の信号とを合成
する第１の合成回路と、該第１の合成回路の出力
をうけてこれを可変減衰する可変減衰器と、該可
変減衰器の出力と前記第１の遅延回路の出力とを
合成する第２の合成回路とにより構成されるトラ
ンスバーサル形振幅等化器において、前記第２の
合成回路に入力される２つの信号間の相対位相を
変え得ることを特徴とする構成を成している。
号を２つに分岐する第１のハイブリツドと、該第
１のハイブリツドにより分岐された第１の信号を
遅延する第１の遅延回路と、該第１のハイブリツ
ドにより分岐された第２の信号を２つに分岐する
第２のハイブリツドと、該第２のハイブリツドに
より分岐された第１の信号を遅延する第２の遅延
回路と、該第２の遅延回路の出力と前記第２のハ
イブリツドにより分岐された第２の信号とを合成
する第１の合成回路と、該第１の合成回路の出力
をうけてこれを可変減衰する可変減衰器と、該可
変減衰器の出力と前記第１の遅延回路の出力とを
合成する第２の合成回路とにより構成されるトラ
ンスバーサル形振幅等化器において、前記第２の
合成回路に入力される２つの信号間の相対位相を
変え得ることを特徴とする構成を成している。
次に、この発明によるトランスバーサル形振幅
等化器の実施例について、図面を参照して説明す
る。第２図は、この発明による第一の実施例の構
成を示すブロツク図である。この図において、参
照数字１〜７は、第１図の従来例における同じ符
号に見られものとそれぞれ同じ機能を有する。８
はこの発明の特徴となるｏ−π移相器である。い
ま、第２図において、入力信号の振幅をEi、出力
信号の振幅をEoとすれば、その比は次式 Eo／Ei＝１＋γ（cosφ−ｊ sinφ）cosωT
……(2) により表わされる。ここで、φはｏ−π移相器８
の移相量であり、φ＝ｏのとき、(2)式は、 Eo／Ei｜〓=p＝１＋γcosωT ……(3) φ＝πのとき、(2)式は、 Eo／Ei｜〓=〓＝１−γcosωT ……(4) となる。
等化器の実施例について、図面を参照して説明す
る。第２図は、この発明による第一の実施例の構
成を示すブロツク図である。この図において、参
照数字１〜７は、第１図の従来例における同じ符
号に見られものとそれぞれ同じ機能を有する。８
はこの発明の特徴となるｏ−π移相器である。い
ま、第２図において、入力信号の振幅をEi、出力
信号の振幅をEoとすれば、その比は次式 Eo／Ei＝１＋γ（cosφ−ｊ sinφ）cosωT
……(2) により表わされる。ここで、φはｏ−π移相器８
の移相量であり、φ＝ｏのとき、(2)式は、 Eo／Ei｜〓=p＝１＋γcosωT ……(3) φ＝πのとき、(2)式は、 Eo／Ei｜〓=〓＝１−γcosωT ……(4) となる。
この(3)，(4)式からわかるように、Ｔを適当な値
に選び、そのＴの値を固定したままで、ｏ−π移
相器８をφ＝ｏ，φ＝πと変化させることによつ
て振幅特性を変えた場合、その使用帯域BWは変
わらない。その様子を、Ｔ＝１／（4fo）及びＴ
＝１／（2fo）の場合について、それぞれ第４図
の１−ａ，１−ｂ及び２−ａ，２−ｂに示す。
に選び、そのＴの値を固定したままで、ｏ−π移
相器８をφ＝ｏ，φ＝πと変化させることによつ
て振幅特性を変えた場合、その使用帯域BWは変
わらない。その様子を、Ｔ＝１／（4fo）及びＴ
＝１／（2fo）の場合について、それぞれ第４図
の１−ａ，１−ｂ及び２−ａ，２−ｂに示す。
なお、上記の実施例においては、ｏ−π移相器
８は第２図のように、可変減衰器７と合成回路６
との間としたが、合成回路５と可変減衰器７との
間、もしくは、ハイブリツド１とハイブリツド２
との間としても同様の効果が得られることは明白
である。
８は第２図のように、可変減衰器７と合成回路６
との間としたが、合成回路５と可変減衰器７との
間、もしくは、ハイブリツド１とハイブリツド２
との間としても同様の効果が得られることは明白
である。
また、第５図に示すように、ハイブリツド２と
合成回路５との間にｏ−π移相器をひとつ入れ、
ハイブリツド２と遅延回路４との間、もしくは、
遅延回路４と合成回路５との間のいずれかに、他
のｏ−π移相器をひとつ入れても同様の効果が得
られることは勿論である。
合成回路５との間にｏ−π移相器をひとつ入れ、
ハイブリツド２と遅延回路４との間、もしくは、
遅延回路４と合成回路５との間のいずれかに、他
のｏ−π移相器をひとつ入れても同様の効果が得
られることは勿論である。
第６図は、この発明による第二の実施例の構成
を示すブロツク図である。
を示すブロツク図である。
この図において、参照数字２〜５及び７は第１
図の従来例における同じ符号に見られるものとそ
れぞれ同じ機能を有する。９，１１，１６はこの
発明の特徴となるもので、それぞれ接続切替回
路、ｏ−π／２ハイブリツド及びｏ−π／２合成回路で ある。いま、第６図における、出力信号の振幅と
入力信号の振幅との比は、前述の(1)式により表わ
される。ここで、接続切替回路９を切り替える
と、第一の実施例の説明からわかるように、出力
信号の振幅と入力信号の振幅との比は、次式 Eo／Ei｜切替後＝１−γcosωT ……(5) で表わされる。したがつて、その振幅特性も第４
図に示すように変化し、その使用帯域BWは変化
しない。なお、この第二の実施例においては、接
続切替回路９は第６図のように、ｏ−π／２合成回 路１６の直前としたが、ｏ−π／２ハイブリツド１ １の直後としても同様の効果が期待できることは
明らかである。
図の従来例における同じ符号に見られるものとそ
れぞれ同じ機能を有する。９，１１，１６はこの
発明の特徴となるもので、それぞれ接続切替回
路、ｏ−π／２ハイブリツド及びｏ−π／２合成回路で ある。いま、第６図における、出力信号の振幅と
入力信号の振幅との比は、前述の(1)式により表わ
される。ここで、接続切替回路９を切り替える
と、第一の実施例の説明からわかるように、出力
信号の振幅と入力信号の振幅との比は、次式 Eo／Ei｜切替後＝１−γcosωT ……(5) で表わされる。したがつて、その振幅特性も第４
図に示すように変化し、その使用帯域BWは変化
しない。なお、この第二の実施例においては、接
続切替回路９は第６図のように、ｏ−π／２合成回 路１６の直前としたが、ｏ−π／２ハイブリツド１ １の直後としても同様の効果が期待できることは
明らかである。
以上、詳細に説明したように、この発明によれ
ば、従来のトランスバーサル形振幅等化器におい
て出力側に適用される合成回路に入力される２つ
の信号間の相対位相を変えることにより、容易に
振幅特性を変化させ、かつ、その使用帯域BWを
変化させない効果が得られる。
ば、従来のトランスバーサル形振幅等化器におい
て出力側に適用される合成回路に入力される２つ
の信号間の相対位相を変えることにより、容易に
振幅特性を変化させ、かつ、その使用帯域BWを
変化させない効果が得られる。
第１図は従来のトランスバーサル形振幅等化器
の構成を表わすブロツク図、第２図はこの発明に
よる第一の実施例の構成を表わすブロツク図、第
３図は第１図の従来例において遅延時間（Ｔ）を
変化させた時の振幅特性の変化を示すグラフ、第
４図は、この発明の実施例において移相量（φ）
を変化させた時の振幅特性の変化を示すグラフ、
第５図は、第２図に示す第一の実施例に含まれる
他の実施例の構成を表わすブロツク図、第６図
は、この発明による第二の実施例の構成を表わす
ブロツク図である。 １，２……ハイブリツド、３……遅延回路、４
……遅延回路３の２倍の遅延時間を持つ遅延回
路、５，６……合成回路、７……可変減衰器、８
……ｏ−π移相器、９……接続切替回路、１１…
…ｏ−π／２ハイブリツド、１６……ｏ−π／２合成回 路。
の構成を表わすブロツク図、第２図はこの発明に
よる第一の実施例の構成を表わすブロツク図、第
３図は第１図の従来例において遅延時間（Ｔ）を
変化させた時の振幅特性の変化を示すグラフ、第
４図は、この発明の実施例において移相量（φ）
を変化させた時の振幅特性の変化を示すグラフ、
第５図は、第２図に示す第一の実施例に含まれる
他の実施例の構成を表わすブロツク図、第６図
は、この発明による第二の実施例の構成を表わす
ブロツク図である。 １，２……ハイブリツド、３……遅延回路、４
……遅延回路３の２倍の遅延時間を持つ遅延回
路、５，６……合成回路、７……可変減衰器、８
……ｏ−π移相器、９……接続切替回路、１１…
…ｏ−π／２ハイブリツド、１６……ｏ−π／２合成回 路。
Claims (1)
- １ 入力信号を２つに分岐する第１のハイブリツ
ドと、該第１のハイブリツドにより分岐された第
１の信号を遅延する第１の遅延回路と、該第１の
ハイブリツドにより分岐された第２の信号を２つ
に分岐する第２のハイブリツドと、該第２のハイ
ブリツドにより分岐された第１の信号を遅延する
第２の遅延回路と、該第２の遅延回路の出力と前
記第２のハイブリツドにより分岐された第２の信
号とを合成する第１の合成回路と、該第１の合成
回路の出力をうけてこれを可変減衰する可変減衰
器と、該可変減衰器の出力と前記第１の遅延回路
の出力とを合成する第２の合成回路とにより構成
されるトランスバーサル形振幅等化器であつて、
前記第２の合成回路に入力される２つの信号間の
位相を変える手段を備えたことを特徴とする振幅
等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14543684A JPS6125317A (ja) | 1984-07-13 | 1984-07-13 | 振幅等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14543684A JPS6125317A (ja) | 1984-07-13 | 1984-07-13 | 振幅等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6125317A JPS6125317A (ja) | 1986-02-04 |
| JPH0252453B2 true JPH0252453B2 (ja) | 1990-11-13 |
Family
ID=15385198
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14543684A Granted JPS6125317A (ja) | 1984-07-13 | 1984-07-13 | 振幅等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6125317A (ja) |
-
1984
- 1984-07-13 JP JP14543684A patent/JPS6125317A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6125317A (ja) | 1986-02-04 |
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