JPH0257874B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明は、移動目標検出機能（Moving
Target Indication：以下、MTIと記す）を備え
たパルス・レーダー装置に関するもであり、
MTI性能の飛躍的向上を目的とするものである。

〔従来技術〕

従来、この種の装置として第１図に示すものがあ
つた。これはコヒーレントMTIレーダーの例で
あり、図において、１はレーダーアンテナ、２は
送受切換器、３は送信用クライストロン増幅器
（この代わりにTWT増幅器が用いられることも
ある）、４はクライストロン能増幅器３の駆動用
のパルス変調器、５はレーダーの受信高周波信号
を中間周波数に変換する混合器（Mixer）、６は
安定局部発振器（Stable Local Oscillator）、７
は後述するコヒーレント発振器１０からの発振信
号を送信高周波信号に変換するための混合器、８
は中間周波増幅器、９はドツプラー周波数偏移信
号を検出するための位相検波器（Phase
Sensitive Detector）、１０はレーダーの原発振
器として用いられるコヒーレント発振器
（Coherent Oscillator）、１１はコヒーレント発
振器１０の出力を逓降して、レーダーの送信繰り
返し周波数のトリガ信号を作成するトリガ発振器
（Trigger Generator）である。

また１２はMTI用遅延線１４が超音波を利用
する遅延素子であるためこれに入力可能なように
超音波を発振する超音波発振器（Carrier Wave
Oscillator）であり、１３は位相検波器９の出力
信号を、超音波発振器１２から出力される超音波
で変調するための変調器である。１４はMTIの
ための遅延線（Delay Line）で、入力信号をレ
ーダーの繰り返し周期の１周期分だけ遅らせて出
力する回路である。１５は遅延線１４での振幅減
衰を回復するための増幅器（Amplifier）、１６
は検波器（Detector）であり、この出力にレー
ダー信号がビデオ信号として取り出される。１７
は遅延線１４に相当する減衰を与えるための減衰
器（Attenuator）、１８，１９はそれぞれ上記増
幅器１５及び検波器１６と同様のものである。２
０は遅延した信号と遅延しない信号との減算を行
ない差分を取り出す引算器（Subtractor）であ
る。

次に動作について説明する。

レーダーの送信周波数をtとし、送信波が移動
目標に当たり、再び反射波として受信されたと
き、ドツプラー周波数偏移dを受けていたとす
れば、反射波の周波数はt±dと表わされる。ド
ツプラー周波数偏移dは次式で表わされる。

d＝2Vr／λ＝2Vr・t／ｃ Vr：移動目標の速度 λ：送信波長 ｃ：光速度 このドツプラー周波数偏移dは、第１図にお
ける位相検波器９の出力として取り出されるもの
であり、その原理は次の通りである。

即ち、コヒーレント発振器１０からの基準信号
の周波数をc、中間周波増幅器８からの受信信号
の周波数をc±dとし、それぞれを簡単のため
に正弦波連続信号Vcoho，Viとして表現する
と、 Vcoho＝Asin2πct Vi＝Bsin（2πct±φd） φd＝2πdt Ａ，Ｂは振幅 ｔは時間 と表わされる 従つて、位相検波器９の出力Vpsdは、 Vpsd＝Vcoho・Vi＝｛Asin2πct｝｛Bsin（2πc
t±φd）｝＝AB／２｛cosφd−cos（4πct＋φd）｝ となる。上式において、第２項の中間周波数cを
含む成分は検波回路後段フイルターで除去され
て、第１項の（AB／２）・cosφdの成分のみが位
相検波器９から取り出される。ここで、φd＝
2πdtであるから、（AB／２）・cosφdはドツプラ
ー周波数偏移dの値によつて振幅の変化するビ
デオ信号である。

このビデオ信号を上記構成部品12〜20で構成さ
れる通常のMTIに入れると、ドツプラー周波数
偏移dの値による振幅の変化のみが取り出され
る。依つて移動目標信号のみが出力され、固定目
標信号は消去されたことになる。

通常のMTIで遅延線１個を用いた１重消去方
式における周波数応答特性の一例を第２図に示
す。出力振幅は最大値を１に規格化している。同
図において、Ｔはレーダーのパルス送信繰返し周
期を表わしており、遅延線１４の遅延時間もＴで
ある。この方式のMTIでは、１／Ｔの整数倍の
時間毎にブラインド・スピードと対応するところ
の移動目標信号も消去されるドツプラー周波数が
存在していることは周知の事実である。

従来のパルス・レーダー装置は以上のように構
成されており、固定目標の反射信号が全くドツプ
ラー周波数偏移の無い理想的なものであれば、該
固定目標の反射信号は完全に消去されて移動目標
の反射信号Ｍのみが検出される。しかし、実際に
は、固定目標である陸地，山地等の反射信号は、
第３図に斜線で示すように、周波数軸上で広がり
のあるスペクトラムになつている。このようなク
ラツター・スペクトラムＳについては、第２図の
ようなMTI応答特性では十分に消去できなかつ
た。

この問題を解決する従来の方法として、遅延線
を複数個用いて多重消去系を構成し、更に負帰還
技術等を採用し、第４図に示すように成形された
MTI応答特性を用いて固定目標消去比を改善す
るようにしたものがあつた。しかるにこのような
方法においても、MTIの構成が複雑化する割に
は効果が少なかつた。

〔発明の概要〕

本発明は上記のような従来のものの欠点を除去
するためになされたもので、レーダーの送信波に
周波数変調を施し、この送信波による反射受信波
から変調信号の復調波を抽出し、これをMTIの
入力とすることにより、MTI特性を従来に比し
飛躍的に改善することのできるパルス・レーダー
装置を提供することを目的としている。

〔発明の実施例〕

以下この発明の一実施例を図について説明す
る。第５図において、第１図と同一符号は同一の
ものを示す。２２はFM用の変調波発振器、２３
は周波数変調器、４０はパルス形FM復調器、５
０は第１図における構成部品12〜20のMTI機能
を有する構成（移動目標検出手段）を包括して示
したものである。

次に動作について説明する。

本実施例装置においては、コヒーレント発振器
１０と混合器７との間に周波数変調器２３を新た
に設け、送信用コヒーレント信号の周波数を変調
波発振器２２の周波数で、周波数変調（以下FM
という）するようにしている。そして、周波数変
調されたコヒーレント発振器１０の出力は混合器
７を経て、クライストロン３に達し、そこで送信
高周波パルスとなり、アンテナ１から空間に送信
される。送信高周波パルスの搬送波周波数をc、
変調周波数をmとしたとき、最大周波数偏移を
Δとすると、変調指数mは m＝Δ／m で与えられる。ここで変調指数mが０・３〜0.4
程度の低い値になるように変調周波数mと最大
周波数偏移Δとの関係を定めれば、FM波の第２
側帯波以上はかなり小さくなり、第１側帯波のみ
を考慮すればよいことになる。従つて周波数スペ
クトラムは第６図に示すようなものとなる。

第６図は、FMの他にパルス変調による各成分
のスペクトラムの拡がりを概念的に示しており、
この拡がりは、パルス変調の波形によつて定まる
ものである。この送信高周波パルスの電圧ｅ（ｔ）
を数式で表わすと次のようになる。

ｅ（ｔ）＝Eo｛１／２_∞ 〓 〓ⁿ⁼¹ ２／nπ［sinnπ／Ｋ］cosn2π／Ｔ｝・cos（ωot＋
msinPt）…(1) 但しEo：電圧振幅 Ｋ：Ｔ／ｒ Ｔ：送信周期 ｒ：送信パルス幅 ωo＝2πc，cは搬送波周波数 m＝Δω／Ｐ＝Δ／m Δω＝2πΔ，Δは最大周波数偏移 Ｐ＝2πm，mは変調周波数 上式において、大括弧内の項はパルス変調の波
形を表わす項であり、cosの項が周波数変調を表
わす項である。

このパルスFM変調波がドツプラー周波数偏移
を受けた時の電圧e′（ｔ）は、次のよに表わされ
る。

e′（ｔ）＝aEo｛１／２_∞ 〓 〓ⁿ⁼¹ ２／nπ［sinnπ／K′］cosn2π／Τｔ｝・cos｛（
ωo±ωd）ｔ＋Δω／Pdsin（Ｐ±Pd）ｔ｝…(2) 但し、ａ：目標物の反射面積に依つて決まる値 ωd＝（4π／λo）・Vr，λoは搬送波の波長、
Vrは目標のレーダーに対する軸方向速度 Pd＝（4π／λp）・Vr，λpは変調波の波長、
Vrは上に同じ K′＝Ｔ／（１±ωd／ωo）τ 上記の(2)式によるパルスFM波のスペクトラム
を概念的に表わすと、第７図の点線で示したよう
に第６図のスペクトラムからドツプラ偏移分d
だけずれた形になる。この図では、周波数が高い
方へ偏移している場合を示す。この偏移の大きさ
は搬送波と上下側帯波の周波数の相違分だけ僅か
ながら異なり、これを図中でd′，d″として示し
ている。

そしてこのようなパルスFM波をレーダーで受
信する。受信波は、アンテナ１から送受切換部２
を経て混合器５で中間周波数に変換され、中間周
波増幅器８により増幅されてパルス形FM復調器
４０に入力する。この復調器４０は第６図及び第
７図に示すスペクトラムに合わせて構成されてお
り、それを第８図に示す。

第８図において、４０ａは入力端子、４２は
IF信号分配器、４３は上側帯波用帯域通過フイ
ルター、４４は搬送波用帯域通過フイルター、４
５は下側帯波用帯域通過フイルター、４６は各帯
域通過フイルター４３，４４，４５を通過した
IF信号を加算するIF信号加算器、４７は受信波
を周波数弁別器４８で復調する前にその振幅を一
定にするための振幅制限器、４９は復調された信
号の周波数帯域のみを増幅する復調波増幅器、４
０ｂは出力端子である。

上記パルス形FM復調器４０においては、周波
数弁別を行なう前にパルスの周波数成分のみを通
過させる帯域フイルターにより信号対雑音比を改
善しておく必要があるが、受信パルス波の周波数
スペクトラムは第７図のようになつているので、
各帯域フイルター４３〜４５は、各成分のみを取
り出すようにすればよい。ここで変調指数が〜．
３〜0.4程度の低い領域では、他の側帯波成分は
十分に小さいので、これを無視しても波形歪は少
なく本実施例の目的には支障がない。

このような構成の復調器４０によつてパルス
FM波を復調したとき、変調波とそのドツプラー
周波数成分とが取り出されることを以下に説明す
る。

第９図に示すものは、周波数弁別器４８の入出
力特性Fdである。横軸の入力角周波数を示し、
縦軸に出力電圧Ｖを示す。以下簡単のために、
入，出力波は連続波（cw）として説明する。

ドツプラー偏移を受けたFM波の瞬時角周波数
偏移は(2)式より、 位相角φ＝（ωo±ωd）ｔ ＋Δω／Ｐ±Pdsin（Ｐ±Pd）ｔ であるから、瞬時角周波数は、 dφ／dt＝ω ＝ωo±ωd＋Δωcos（ｐ±pd）ｔ …(3) で表わされる。

ここで、周波数弁別器４８の入力信号角周波数
の変化inに対する特性Fdを、第９図に示すよう
に最大角周波数偏移幅±Δωの中で直線とすれ
ば、その特性はＶ＝ｋ（ω−ωo）と表わすことが
できる。従つて(3)式で表わされた入力波inに対
する出力波outの電圧Ｖは Ｖ＝ｋ（ω−ωo） ＝ｋ｛ωo±ωd＋Δωcos（Ｐ±Pd）ｔ−ωo）｝ ＝±kωd＋kΔωcos（Ｐ±Pd）ｔ 但しｋは定数 ここでkΔωは一定値となるからこれをVcとお
けば、 Ｖ＝±kωd＋Vccos（Ｐ±Pd）ｔ となる。

ここで、変調角周波数Ｐを搬送波のドツプラー
角周波数偏移ωdに対し、Ｐ≫ωdと取れば、上式
第１項のkωdは直流的となる。こ周波数弁別器４
８の出力電圧波形を図に表わすと第１０図のよう
になり、kωd成分は後段の復調波増幅器４９で容
易に除去される。従つて出力端子４０ｂには
Vccos（Ｐ±Pd）ｔの成分が取り出されることに
なる。これは、即ち元の変調角周波数Ｐとそのド
ツプラー角周波数偏移成分Pdとが取り出された
ことを意味する。なお、上記の条件Ｐ≫ωdを満
足することは、本実施例においては非常に容易で
ある。

次に前記(2)式において用いたωd，Pdの定義か
ら本実施例の効果を説明する。

ここで、 ωd＝4π／λoVr，Pd＝4π／λpVr であり、かつ λo＝ｃ／c，λp＝ｃ／m（ｃは光速度） であるから、 Pd／ωd＝λo／λp＝m／c となる。これは、ドツプラー周波数偏移が搬送波
周波数cと変調周波数mとに正比例するという
ことを示している。

上記パルス形復調器４０で取り出されたところ
のドツプラー偏移を受けた復調波は、位相検波器
９を経てMTI５０に入る。ここで位相検波器９
には、基準信号としてコヒーレント発振器１０か
らの出力信号に代わり、変調発振器２２の出力信
号が用いられる。また上記MTI５０は、復調波
信号帯域で動作する以外は従来のものに同じであ
る。なお、復調波の周波数が遅延線１４の必要と
する超音波の周波数であれば、第１図における超
音波発振器１２と変調器１３とは不要である。

そして、上記MTI５０に入る復調波のドツプ
ラー周波数偏移の値は、上述のように変調周波数
mで定まるものであり、この変調周波数mは搬
送周波数cに比べてかなり低いものであるから、
第３図におけるクラツター・スペクトラムＳは
m／cの比で圧縮された形となり、第１１図に
示すようにほとんど線スペクトラムに近くなる。
一方、移動目標信号のドツプラー周波数偏移も同
じ比率で圧縮されるが、移動目標の場合は、それ
が移動しているので、本来的に第２図に示すよう
に、クラツターと比較して非常に大きいドツプラ
ー周波数偏移を持つている。従つてレーダーで捕
えるべき目標のレーダー軸方向に対しての最大速
度Vrmaxを想定し、この時の目標信号のドツプ
ラー周波数偏移が第１１図における１／Ｔ以下に
は小さくならない程度に変調周波数mを選定す
れば、移動目標信号の検出特性を損ねることな
く、クラツター・スペクトラムをm／cの比で
圧縮できる。

従つてMTI５０の固定目標消去比をm／cの
比で改善できたことになる。この時移動目標の速
度に対応する信号の検出範囲Ｒは第１１図に示す
ように０〜１／Ｔの間のみになる。

ここで、変調周波数mは移動目標の軸方向最
大速度Vrmaxに対して、次の関係にある。

即ち、変調周波数mが受けるドツプラー周波
数偏移をmdとすれば、 2πmd＝Pd＝4π／λpVrであるから Vr＝Vrmax，λp＝ｃ／mを代入すると、 md＝2m／ｃVrmaxとなる。

この時のmdが１／Ｔになるようにすれば良い
から、 １／Ｔ＝2m／ｃvrmax 依つてm＝ｃ／2Vrmaxが得られる。

今、例として航空機目標のレーダー軸方向最大
速度を３マツハとし、Ｔ＝5msを代入して試算す
ると、m＝30.2MHzとなる。従つて搬送波とし
て、c＝3000MHzの周波数を使用するパルス・レ
ーダーの場合、クラツター・スペクトラムは m／c≒30MHz／3000MHz＝１／100 に圧縮されることになる。また目標の検出特性
は、Vrmax＝３マツハにおいて、１／Ｔ＝200Hz
のところにドツプラー周波数偏移の最大点が来る
ことになるので、目標検出特性に損失は起こらな
い。

また本実施例の場合においても、第４図に示す
ように、複数個の遅延線を用いてMTI特性を成
形しておけば、クラツター・スペクトラムの圧縮
効果と目標信号の検出特性は、さらに改善される
ことになる。なお上記実施例における変調周波数
30MHzは容易に実施可能な周波数である。

なお上記実施例では、送信パルスに周波数変調
を施した場合について述べたが、他の振幅変調ま
た位相変調を用いても、基本原理的には上記実施
例と同様の効果を奏する。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、パルス・レ
ーダー装置のパルス送信波に周波数変調を施して
送信し、受信したパルス信号から当該変調信号の
復調波を抽出し、この復調波に対して移動目標検
出機能を作動させるようにしたので、移動目標検
出特性を損じることなく、クラツター・スペクト
ラムを圧縮し、以て固定目標消去比を従来のもの
に比し飛躍的に改善することができる効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のパルス・レーダー装置の構成を
示す図、第２図は従来のMTIの応答特性を示す
図、第３図は従来のMTIにおけるクラツター・
スペクトラムを示す図、、第４図は従来の成形さ
れたMTI応答特性を示す図、第５図は本発明の
一実施例によるパルス・レーダー装置の構成を示
す図、第６図は該装置におけるパルスFM波のス
ペクトラムを示す図、第７図は該装置においてド
ツプラー周波数偏移を受けたパルスFM波のスペ
クトラムを示す図、第８図は該装置のパルス形
FM復調器の一構成例を示す図、第９図は該FM
復調器の中の周波数弁別器の入出力特性を示す
図、第１０図はその出力電圧波形を示す図、第１
１図は本発明の一実施例によるパルス・レーダー
装置のクラツター・スペクトラムの圧縮効果を示
す図である。 ２３…周波数変調器（送信波周波数変調手段）、
４０…パルス形FM復調器（変調信号復調手段）、
５０…MTI（移動目標検出手段）。なお図中、同
一符号は同一又は相当部分を示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 所定の搬送波周波数を有するパルス送信波に
   周波数変調を施す送信波周波数変調手段と、 受信したパルス信号成分のうちパルス搬送波成
   分とパルス上下側帯波成分のみを抽出する変調信
   号復調手段と、 該復調手段出力である変調周波数成分mと移
   動目標の速度に対する周波数成分dとを受け、
   変調周波数成分mを消去しドツプラー周波数成
   分dのみを出力する位相検波器と、 該位相検波器出力を受け、ドツプラー周波数成
   分に対応した振幅成分の変化を取り出す移動目標
   検出手段とを備え、 移動目標の反射波を検出するようにしたことを
   特徴とするパルス・レーダ装置。