JPH0264490A - レーダ装置及びレーダ高度計装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は、受信アンテナに結合され、送信波と反η・ｊ
後受信した波との間で第１のビート信号Ｆｂを供給する
ホモダイン受信機を具え、周波数ｒが低い周波数ｆ、と
高い周波数ｒ、（ｒ、−「、＝Δｆ）との間でほぼ線形
に変化する連続波を送信アンテナに供給し、送信周波数
の各諦引ΔＦの機関Δｔに対して前記ビート信号Ｆｂ、
の全位相回転を測定することによって高度りを測定する
のに好適なレーダ装置に関するものである。

（従来の技術） 航空機に設置すべき無線高度計を実現する場合、一般に
掻めて広い範囲に亘って、好ましくは高度雰から高度約
１００００　ｍまでのＴ・百聞に亘って高度を測定する
ようにするのが望ましい。レーダ高度計を実現するのに
現在しばしば２種類の方法が用いられている。第１の方
法は無線周波パルス或いは例えばＰＮ型の符号に応じて
符号化したパルス列の進行時間を直接測定する方法であ
る。この種類の装置は高高度で良好に動作するが、極め
て低い高度を測定する必要がある場合パルスの幅が無視
しうるほと狭くなり且つ種々の移動物体による影響を受
ける為に臨界的となる。本発明によって用いる第２の方
法は、直線周波数変調された送信波と大地から受けた信
号との間の相関によって得られたビート周波数により進
行時間を間接的に測定する方法である。

（発明が解決しようとする課題） 本発明の場合のように少くとも送信用と受信用との２つ
の別個のアンテナを有する場合にＦＭ／ＣＷと称するこ
の種類の装置は上述したパルスレーダの場合よりも低高
度の測定に良好に適しているが、本１１度が不充分とな
り且つ特に高高度を測定するのに制限を受けるという問
題を生せしめる。

実際高高度を測定する場合、大地から受けたエコー信号
は極めて弱く、最良の信号を常に識別しうるようにする
為には、送信信号の変調の直線性を一般に極めて良好に
する必要があり、ビート信号の位相ジンクを無視しうる
ようにする必要がある。

高高度では、ＦＭ／ＣＷレーダ高度計は送信および受信
間で雑音及び他の非直線性によって生ぜしめられるビー
ト信号の位相ジッタが２πのオーダとなる瞬時から制限
される。

大地から受けたエコー信号は多数の独立のエコー信号の
和であるが、この場合大地シこ対して垂直位置にあり高
度計を通過する直線の最下部付近の位相が優勢となる。

可成り変動しベクトルＯ８によって表わすことのできる
この和は、位相平面内での、ゆっくり変動する平均値ベ
クトルＯＡとある範囲に亘って動くベクトルのランダム
和との合計において解明しうるちのであり、前記のラン
ダム和は所定の物体に対しては高度が高くなるにつれて
ベクトルＯＡのモジュラスに比べて太きくな高高度では
、ＦＭ／ＣＷレーダ高度計は送信および受信間で雑音及
び他の非直線性によって生ぜしめられるビート信号の位
相ジッタが２πのオーダとなる瞬時から制限される。

大地から受けたエコー信号は多数の独立のエコー信号の
和であるが、この場合大地に対して垂直位置にあり高度
計を通過する直線の最下部付近の位相が優勢となる。可
成り変動しベクトルＯ３によって表わすことのできるこ
の和は、位相平面内での、ゆっくり変動する平均値ベク
トルＯＡとある範囲に亘って動くベクトルのランダム和
との合計において解明しうるちのであり、前記のランダ
ム和は所定の物体に対しては高度が高くなるにつれてベ
クトルＯＡのモジュラスに比べて大きくなる。周波数変
調高度計のビートスペクトルの主部分は平均ベクトルＯ
Ａとつながる。今、送信周波数をｆｌとし、瞬時１．＋
に主大地エコー信号と対応する平均点Ａから距離りに位
置し、上述した平均ベクトルＯＡを生じる高度計を考慮
するものとする。この場合、送信信号と受信信号との間
の位相差ψ１を として書き表わすことができる。ここに、Ｃ：電磁波の
速度 ｇ：高度計回路に依存する一定角 である。同様に瞬時り、に極めて近い瞬時Ｌ２で、周波
数ｆ２に対し、高度が互いに隣接する瞬時１、及びも２
間で変化しない場合には、位相差ψ２は Ａψ＝４π ｆ が得られる。

弐（３）は時間に対する微分形態で良く知られており、 が得られる。ここにｆｂは前記のビート信号Ｆ。

の周波数を示す。

式（３）は本発明の場合のように零計数（ゼロカウント
）高度計に直接用いることができる。式（３）はＡψ＝
にπ（ｋは整数）とした場合実際にとして書表わすこと
ができる。ＦＭ／ＣＷレーダ型のこのような高度計は特
に１９７０年にマツフグローヒル（Ｍｃｇｒａｗ−１１
ｉ１り社によって発行された本“レーダハンドブック（
Ｒａｄａｒ　Ｈａｎｄｂｏｏｋ）　”の第１６〜１８章
、特に第１６〜２９頁から既知である。今、これらの通
常の高度計の１つであって、その受信手段が単一の周波
数変化のみをもたらす、すなわち単一のビート信号Ｆｂ
、のみを生じるものを考慮するものとする。この信号Ｆ
ｂ、は前記のベクトルＯＡ（第１図をも参照のこと）に
よって表わすことができる。位相平面における横座標軸
を表わす局部発振ベクトルＯ′０がベクトルＯ８の振幅
よりも高い振幅を有する場合には、ビート信号は実際に
ベクトルＯ８を局部発振ベクトル０゛０上に投影させた
ものとなる。位相平面における点Ａは実質的に円を描き
、点Ｓはこの円に対し寄生のランダムなアンジュレーシ
ョン（波動）を描き、これらのアンジュレーションのは
ループを構成したり構成しなかったりする。位相平面の
座標軸の交点では、これらのアンジュレーションを１つ
の零ではな（各軸の交点での複数の零によって、特に追
加の寄生の零の一対或いは種々の対によって表わすこと
ができる。これらはビート信号が可成り大きな位相ジッ
タにより影響を受ける際に生じる。

上述した零計数ＦＭ／ＣＷ高度計は寄生の零の対を区別
せず、零の数をあまりにも多く、すなわち式（５）に応
じて測定された高度をあまりにも大きく表示する。或い
はまた、ビート周波数信号を制御して動作するＦＭ／Ｃ
Ｗ無締高度計も既知である。

後者の場合、ビート信号の周波数がほぼ一定値に保たれ
るも、上述した寄生のランダムなアンジュレーションが
あまり明瞭でなくなる。すなわちこの種類の装置はジッ
タに対してはより影響を受けなくなるも、寄生のランダ
ムなアンジュレーションに関してループを系統的に形成
する程度に位相誤差がより重要となる場合には有効なも
のでなくなり、この場合高度りを決定するのに用いる式
（４）をもはや用いることができなくなる。

周波数曲線ｆ（ｔ）がどんなものであろうと周波数がそ
れぞれｆｌ及びｆ２である瞬時も、及びｔ２間ではあら
ゆる場合にベクトルＯ３の位相が存在し且つ中間値に依
存しなくなる。

本発明の目的は、近似的にのみ直線的である周波数ｆｌ
及び１２間の送信周波数の変調に対する瞬時Ｌ１及びｔ
２間のビート信号の全位相差を正確に測定することにあ
る。

本発明の他の目的は全位相回転を達成するＦＭ／ＣＷレ
ーダシステムにより高高度を測定しうるようにすること
ある。

（課題を解決するための手段） 上記目的は、前記第１のビート信号Ｆｂ、に対してπ／
２だけ位相偏移した第２のビート信号を発生する受信手
段と、ビート信号Ｆｂ、及びＦｂｚを、これらビート信
号Ｆｂ＋及びＦｂ、の速度の数十倍の速度１／Ｔでビー
ト信号Ｆｂ＋及びＦｂ２をサンプリングしてそれぞれデ
ジタル信号｜ｂ１（ｎＴ）及びｂ２（ｎＴ）に変換する
デジタル化手段と、各周期Ｔで信号｜ｂ１（ｎＴ）、ｂ
、（（ｎ−１）”ｒ）。

ｂ２（ｎＴ）、ｂｚ　（（ｎ−１）Ｔ）の符号を比較す
る比較手段と、前記比較に基いて増分を計算すると共に
、期間Δｔ中の順次の増分／減少により、代数的に計算
され、信号Ｆｂ＋及びＦｂ２が２本の直交軸上の成分と
なるベクトルＦｂが所定の回転方向に１／４回転移動す
る回数ｍを検出する計算手段とを具え、ｍが、式 に基いて測定される高度に比例するように構成すること
により達成される。

本発明の基本的概念は、位相面におけるベクトルＯＳの
進行を十分な精度を以て追跡し、２個の送信周波数値間
でベクトルＯ３の全位相変化を決定し得るようにするこ
とにある。従って、直交ビート信号Ｆｂ、及びＦｂｚを
、各零についてこれら信号の全ての個々の順次の零交差
が考慮されるように十分速い速度でサンプリングされ、
座標軸が各零と対応するように交差する回転方向は相殺
されない直交ビート信号の符号の相補的な指示によって
与えられる。

この点に関し、本発明による好適実施例は、前記比較手
段が、関数Ｂ　＋　（ｎ　Ｔ　）及びＢ２（ｎＴ）と信
号す、（ｎＴ）及びｂ２（ｎＴ）とをそれぞれ関係付け
、その関数値が、各信号｜ｂ１（ｎＴ）又はｂ２（ｎＴ
）が正又は負になるかに基づいて＋１又はｌとなり、各
サンプル周期Ｔにおいて前記計算手段が以下の計算、 Ｂｌ（ｎＴ）　　・Ｂ＋　（（ｎ　　１）Ｔ）＝Ｃ，（
ｎ、ｎ−１） Ｂ２（ｎＴ）　　・Ｂｚ　（（ｎ　　１）Ｔ）＝Ｃｚ（
ｎ、ｎ　　１） Ｃ，＝−１の場合、Ｂ、（ｎＴ）　　・Ｂ２（ｎＴ）＋
ｍ−＋ｍＣ２＝−１の場合、−Ｂ１（ｎＴ）−８２（ｎ
Ｔ）＋ｍ−＋ｍを実行することを特徴とする。

このように、ベクトルＯ８の寄生的なランダムアンジュ
レーションによるπ／２及び−π／２の上記位相回転は
互いに相殺され、適正なものと認められるπ／２に対す
る全位相回転が全体として考慮される。

（実施例） 第１図は、ＦＭ／ＣＷレーダ高度計の送信波を記号化し
て示す局部発振ベクトルを、ベクトルＯ’０中を分断し
て示す。ベクトル０′０は固定であり、位相平面の横座
標軸ＯＬ、に入り込み、縦座標軸はＯＬ２である。位相
平面ＯＬ、、　ＯＬｇでは、受信した大地エコー信号が
一般にベクトル０′Ｏに比べて小さなベクトルＯ８の形
態で表わされ、このベクトルＯ３は、ゆっくり変化する
識別しようとする平均ベクトル〇へと、時間ｔの所定の
値に対し破線で示す区域Ｚ中で動くベクトルＬ　２．３
．４．５のランダム和との合計であり、ランダム和は所
定の物体に対して高高度にある場合のベクトルＯＡのモ
ジュラスに比べて大きい。

第２図はＦＭ／ＣＭレーダ高度計のベクトルＯ５のホト
グラフを示し、送信周波数は瞬時ｔｏ　（周波数ｔｏ）
から瞬時ｔ１．（周波数ｈｔ）まで擬似線形関係に従っ
ており、順次の瞬時ｔ０〜ｔ１１　は単一の添字０，１
゜２−−−−３１によって表示する。第１図の領域Ｚで
表示される位相ジッタがない場合、曲線Ｈ２は点Ａにつ
いて説明される曲線となり、すなわち本質的に中心０（
図示せず）を有する円となる。一方、曲線）１□にはル
ープが形成されていないように第２図において明瞭でな
い寄生波動が発生する。これは、ベクトルＡＳ　（図示
せず）に比べて微少なジッタが存在すると共に軸ＯＬ、
、　ｏｔ、ｚの交差部においての零となる機会が僅かで
あることを意味する。第２図において２組の付加的な零
が示されており、一方は瞬時ｔ４とｔ、との間で軸ＯＬ
＋　の負部分との交差であり、他方は瞬時ｔ１゜とｔｌ
ｌとの間において軸ＯＬ２の負の部分との交差である。

これらは第３ａ図及び第３ｂ図に明瞭に示され、これら
第３ａ図及び第３ｂ図においでは瞬時ｔ０〜ｈｌ　に関
する添字は原則的に；捕間して示す横軸によって表示さ
れる。第２図及び第３ａ図、第３ｂ図に示されるような
ほとんどジッタを有しないビット信号が存在しても、通
常の零計数高度計は多くの零点を表示しすぎてしまい、
この結果上述した（５）式によって大きすぎる距離りを
表示してしまう。ベクトルＯＡの座標軸ＯＬ、上への投
影である純粋に理論的なビート信号（ノイズによる影響
を受けない）を第３ａ図の破線６の正弦波曲線で示す。

第４回及び第５ａ図、第５ｂ図は位相誤差の大きい場合
を示し、−層深い波動が生じ第４図のホトグラフにおい
てループが形成されるまでに至っている。ループが形成
されることは、ノイズベクトルＡＳの振幅がベクトルＯ
Ａの振幅に必適する大きさになづており、その山の高さ
が一層高く第４図に示す例においては約１０倍も高くな
っていることを意味する。ループが存在するための擬似
の零の組が発生してしまう。第４図又は第５ａ図及び第
５ｂ図において、軸ＯＬ＋　との交点においては２個の
零ではなく８個の零が計数されている。この２個の零は
、単一軸ＯＬ、との交差を考えた場合瞬時ｔｏ　（周波
数「。）と瞬時ｔ３９（周波数ｆ３．）との間でビート
信号の２πの位相偏移の目安となるものである。従来の
零計数高度計においては、第３ａ図及び第５ａ図に示す
単一のビート信号Ｆｂ、だけが用いられており、零が計
数される場合処理において上述した寄生的零を識別する
余地がない。これとは対照的に、本発明は直角振動０シ
２を用いて同時にエコー信号を復調する。この直角振動
ＯＩ、２は第３ｂ図及び第５ｂ図に示す信号を発生し、
面ＯＬ、、　０１．２において２軸の交点で飛程当り４
個の割合で零を計数する。上記特有の技術を組み合わせ
る場合、有用な零を計数するために必要な計算及び計数
は上記直角ビート信号す、及びｂ２のデジタル値に基い
て行ない、期間ｂ１及びｂ２における値の相関を得る。

全ての零を考慮するため、少なくともノイズベクトルＡ
Ｓの回転周波数の２倍に等しい十分に高い速度で信号ｂ
１及びｂ２の値をサンプリングすることが望ましい。実
際には、第２図及び第４図から明らかなように、サンプ
リング速度は少なくともビート信号ｆｂ、及びｆｂｚの
周波数の３倍に等しい。第１図及び第４図において符号
１〜３９はそれぞれサンプリング瞬時と考えることがで
き、このサンプリング瞬時はＴの倍数、ずなわちＴ、　
２Ｔ、−−−−３１Ｔ及びＴ、　２Ｔ、　−−−３９Ｔ
とする。

本発明によるレーダ装置の好適実施例を第６図に示す。

電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１から高周波信号を送信し
、この高周波信号をカップラ１２を経て送信アンテナ１
４に接続されている送信電力段（送信機）１３及び第１
の混合器１５に供給する。アンテナ１４の定在波比が高
すぎてシステムを乱すおそれのある場合送信機１３を絶
縁体（図示せず）を介して送信アンテナに接続すること
が望ましい。このことは、処理段Ｉ７に接続されている
受信アンテナ１６にも適用される。処理段１７は必要に
応じて以下の３種の機能を行なう。すなわち、混信状態
に高度計に好適な高周波フィルタ機能、電力制限器とし
ての機能、この電力制限は例えば強力な近接レーダによ
って重畳されることができ、さらに高周波増幅器として
の機能である。処理段１７は、既知のように混合器Ｉ５
の第２人力部に接続されている出力部１８を有している
。本発明では、第６図のレーダ装置は第２の混合器１９
を具え、その第１人力部をカップラ１２の第２出力部に
接続し、第２人力部を処理段１７の出力部に接続する。

混合農工５及び１９の入力信号間に位相偏移が与えられ
、これら入力部に接続されている導体部の電気長さは、
混合器１５及び１９の出力部におけるビート信号Ｆｂ、
及びＦｂ２がπ／２の位相偏移が生ずるように調整する
。例えばカップラ１２からπ／２位相偏移が発生し、図
示のように接続されている局部発振器の出力から位相偏
移が零の送信信号が混合器１５に送出され混合器１９に
π／２の位相偏移した送信信号が供給される。第６図に
示すように位相が異なる処理段１７からの出力信号を混
合器１５及び１９の第２の入力部に供給する。混合器１
５．１９の後段に低周波増幅２１゜２２を接続する。こ
れら増幅器の通過帯域は、例えば５０にＨｚと１００Ｋ
Ｈｚ　との間で約１オクターブに亘っており、その高周
波側は後述するサンプリング速度に匹敵しており、すな
わちサンプリング速度ｆ、の半分の最大値に等しい。こ
の制限は、上述した周波数ｆ、に関してより大きな制限
が課せられる限り容易に修正され、この修正によりサン
プリング速度は周波数ｆｂＯ数十倍に等しくなる。増幅
器２１及び２２は互いに等しく、これら増幅器は８（５
ｄＢ程度の比較的広いダイナミックレンジに従い高度計
の送信パワーの関数として変化する可変利得を有すると
共に、自動利得制御器を有している。

この自動利得制御器は図示のように共用してもよ（、或
いは個別に使用することもできる。各増幅器２Ｌ　２２
はサンプリングブロッカ２３．２４にそれぞれ接続され
、これらサンプリングブロッカの後段にＡ／Ｄ変換器（
ＣＡＮ）２５．２６がそれぞれ接続され、これら４個の
素子２３〜２６によってデジタル化手段を構成する。Ｃ
ＡＮ２５及び２６は、例えば＋１２８〜−１２８の範囲
すなわち８ピントに亘って変化するダイナミックレンジ
を有している。しかしながら、本発明による高度測定用
には＋１又は−１のダイナミックレンジで十分であり、
後述するようにその符号を知ることができる制約が課せ
られるだけである。　ＣＡＮ２５及び２６をマイクロブ
ロセ・ンサ（ＭＯＰ）２７に接続する。マイクロプロセ
ッサ２７は導体部を経て２個のデジタル信号を供給し、
信号ＣＧをＤ／Ａ変換器（ＣＮＡ）２８に供給し信号Ｄ
ＥをＤ／Ａ変換器（ＣＡＮ）２９に供給する。信号ＣＧ
はＣＮＡ２Ｂにおいてアナログ信号に変換され、増幅器
２１及び２２の利得を自動的に制御する。ＣＡＮ２５及
び２Ｇの出力部における信号す、（ｎＴ）及びｂ２（ｎ
Ｔ）の平均振幅はマイクロプロセッサ２７において限界
値と比較され、この振幅が低くすぎる場合又は高すぎる
場合信号ＣＧによって増幅器２１及び２２の利得を補正
する。このように構成することにより、増幅２Ｓ２１及
び２２の利得制御ループが構成される。６ｄＢの変化に
よる利得変化は、４ビツトのＤ／Ａ変換器（ＣＮＡ）２
８に適当である。それ故、ＣＮＡ２、、曲線リーダ３１
及び周波数弁別ユニント３２より成る直列枝路を介して
デジタル信号ＣＥにより発振器１１を制御する。ＣＡＮ
２９の出力信号は、発振器１１を正確に補正するのに不
利な階段状をなしている。実際には、零計数することに
より高度を測定しようとする場合には送信された周波数
におけるいかなる不連続性も回避する必要があり、この
不連続性によってその飛程においてビート信号の位相測
定に非連続性が発生してしまう。カーブリーダ３１は本
質的には例えばコンデンサ３３で構成され、このコンデ
ンサにより不連続性に相当するＣＮＡ２９の出力信号の
急激な変化をまず抑制する。他方において、増幅器２１
及び２２の通過帯域が１オクターブ広い場合、通過する
高度計信号の周波数域によって１オクターブの半分の象
、激な変化に変換されると考えられる。この考えはＣＡ
Ｎ２９を計数する場合に有用である。発振器１１が制御
電圧の関数としてほぼ線計な周波数を有する場合、ＣＮ
Ａ２９のダイナミックレンジを電信の残留長を含む測定
された高度ダイナミックレンジに等しくする必要がある
。実際には、コンデンサ３３は電流積分を行ない、上記
（４）弐に示すように高度計のビート周波数［ｈは繰り
返し定数を除き周波数変化の傾きと高度との積となる。

例えば１ｍ〜１０ｋｍの範囲の高度を測定しようとする
場合、ＣＮＡ２９が線形の場合この変換器のダイナミッ
クレンジは約２７ビツトとされ、このＤ／Ａ変換器が自
然対数の特性値を有する場合５ビツトとされる。

第６図のユニット３２は発振器１１から送信される開始
瞬時ｔ、及び終了瞬時ｔ２を検出する走査を記号的に表
示する。これらの周波数値は上式（３）より検索された
値Δψつまり測定値りを全体として決定する。この測定
値りは次の式で表わすことができる。

電圧制御発振器１１の精廣が高い場合ユニット３２は単
なる接続部３４で構成することができ、この接続部で構
成することによりＶＣＯＮの出力部における周波数ｆ、
及びｆ２を発生させるのに好適な電圧Ｖ、及びｖ２を十
分測定することができる。この電圧測定は導体部３５を
マイクロプロセッサ２７に接続することにより達成され
る。このような構成により、マイクロプロセッサ２７に
おいて零計数の開始時及び終了時を表わす瞬時ｔｌ及び
ｔ２を決定することができる。−層の正確さを望む場合
又は発振器１１が十分な信頼性がない場合、ＶＣＯＩＩ
の出力部に高周波共振器を配置することができ、この共
振器をマイクロプロセッサに接続することにより送信周
波数の値をマイクロプロセッサ２７に直接表示すること
ができる。極めて高精度のものとするためマイクロプロ
セッサ２７への接続線は瞬時ｔ１及びｔ２を決定するた
めに不可欠であることは明らかである。

方、信頼性の高いＶＣＯが用いられれば実際には接続線
は不要である。このため、マイクロプロセッサ２７から
発生する瞬時ｔ１及びＬ２が容易に決定されれば制御電
圧値ν１及びｖ２は周波数ｆ、及びｆ２に対応すること
になる。しかしながら、高品質の発振器は高価であり、
しかも送信された信号の変調スロープをいかなる瞬時に
おいても測定した高度の関数として既知の方法で調整し
ビート信号Ｆｂ、及びＦｂ２の周波数を増幅器２１及び
２２の通過帯域内に維持するために送信信号をマイクロ
プロセッサに供給することは常に必要となる。

好ましいことに、送信される調波は対照的な三角形をし
ているから、立上スロープ及び立下スロープの平均値に
より既知の方法によりいかなるドツプラ効果も除去する
ことができる。従って、高周波ｆ２が到達すると、マイ
クロプロセッサ２７において導体部３５の電圧ｖ２に基
き論理信号ＣＥのスロープの符号が反転され、このスロ
ープが負になる。

電圧値Ｖ、が到達すると、接続部３４において再びスロ
ープが正になる。

高度測定は、面ＯＬ、、　ＯＬ２のベクトルＯ３によっ
てなされる飛程の数を考慮して上記式（３）に従って実
行され、周波数はｆ、からｆ２まで連続的に変化する。

本発明においては、飛程の数は、回転方向について＋１
を計数し反対方向については−１を計数することにより
、点Ｓが軸ＯＬ、の正の部分、軸ＯＬ。

の負の部分、軸ＯＬ、の負の部分及び軸ＯＬ２の負の部
分を通過する回数ｍの１７４の計数の結果となる。

ここで、以下の式かえられる。

Δψ＝ｍ　− （３）式は以下のように表わすことができる。

この（６）式は既述されており、この（６）式は前述し
た通常の（５）式に極めて類似している。（６）式によ
れば、１飛程の１７４ではなく１７２が計数されること
になる。

実際には、差ｒｚ−ｒ＋は１２０ＭＨｚ程度であり、次
式が成立する。

ｈ　＝０．３１２５ｍ　　　　　　　　　　−−−−−
（１３）通過する軸の半分の部分との交差及び方向を識
別するため、各サンプリング周期Ｔにおいて｜ｂ１（ｎ
Ｔ）ｂ＋　［（ｎ−１）Ｔ］　、　ｏｘ（ｎＴ）、　ｂ
ｚ　［（ｎ−１）Ｔ］の符号を比較し、その結果の記憶
及び必要な相関をマイクロプロセッサ２７内の比較手段
３６で実行すぎ。上記比較に基き、期間ｔ２−ｔｌ　に
おいて順次増分及び減算することにより計算手段３７を
用いて回数ｍを計算することができる。

好ましいことに、関数Ｂ１（ｎＴ）及びＲｚ　（ｎＴ）
の各個は＋１又は−１であり、これら関数Ｂ１（ｎＴ）
及びＢ２（ｎＴ）は、各信号Ｂ１（ｎＴ）又はＢ２（ｎ
Ｔ）が正又は負であることに基き比較手段により信号Ｂ
１（ｎＴ）又はＢ２（ｎＴ）と関係付けられ、各サンプ
リング周期において計算手段３７は次の計算を実行する
。

Ｂ、（ｎＴ）　・Ｂ、　［（ｎ−１）Ｔ］　　＝　Ｃ＋
（ｎ、　　ｎ−１）Ｂ２（ｎＴ）　・Ｂｚ　［（ｎ−１
）Ｔ］　　＝　Ｃｚ（ｎ、　　ｎ−１）Ｃ＋＝１の場合
、ｍの現在値は代表値Ｂ１（ｎＴ）　・Ｂ２（ｎＴ）だ
け増分され、以下のようになる。

Ｂ＋　（ｎＴ）　・Ｂ２（ｎＴ）　＋　ｍＣｚ＝　　１
の場合、ｍの現在値は値Ｂ１（ｎＴ）　・Ｂ２（ｎＴ）
だけ増分され、以下のようになる。

Ｂ＋　（ｎＴ）　・Ｂ２（ｎＴ）　＋　ｍ順次のサンプ
ル対す、及びＢ２について最も多いケースは、Ｃ＋　＝
Ｃｚ　＝　＋　１の場合であり、このケースは零交差が
なく、ｍの値が変化しないことである。

これらの計算、比較及び増分は瞬時ｔ、とｔ２との間に
おいてマイクロプロセッサ２７により実行される。

瞬時ｔ２における周波数ｆｔの値は（６）式又はＱ３）
式が考慮された値となり、周波数ｆ２についての計算は
例えば各調波に基いてマイクロプロセッサ２７により実
行される。調波が送信信号の不連続性を回避するため対
称に形成されているため及びドツプラ効果を除去するた
め（６）式及び０３）式に導入されるｍの値は、正及び
負のスロープについて得たｍの絶対値の平均値とする。

実際には、ベクトルＯ３の回転方向はＶＣＯＩＩの変調
方向に依存する。これは、位相面のベクトルｏｓの飛程
を計数すると共にＶＣＯの制御信号すなわちマイクロプ
ロセッサの出力部における論理信号ＣＢを発生する同一
のマイクロプロセッサ２７によって決定される。従って
、周波数ｆ２から「１にリターンする際の電気的衝撃を
回避するため、ｍの符号を反転させる際の充電電流に等
しい放電電流を用いて周波数ｆ２からｆ、にゆるやかに
周波数降下させることができる。

上述した信号処理及び計算を正確に行なうため、交互の
ビート信号Ｆｂ、及びｆｂ２を低周波アナログ増幅器２
１及び２２に通過させることが必要である。

好ましくは、十分に広い通過帯域、１オクターブを選択
してノイズ又はウォップラの線形正によって妨害されな
いようにする。この帯域幅を超えることは適当ではない
。けだし、有用な信号でノイズを不必要に増大させるお
それがあるためである。

ビート信号の平均周波数は以下の式で表わされる。

上式は、後述した以下の式まで減少させることができる
。

マイクロプロセッサ２７は、次のようにしてＶＣＯＩＩ
のスロープを制御する。

周波数ｆｂはマイクロプロセッサ２７において各調波を
用いて正確に簡単に計算することができ、この周波数ｆ
ｂが増幅器２１及び２２の中心周波数ｆｃより高い場合
、ＶＣＯＩＩの充電電流の値は予め定めた比を用いて信
号ＧＥに基いて減少し、ｆｂ＜ｆｃの場合には類似の態
様で反対に増大する。ミサイルの潤度を予め定めた値に
制御するための高度計がスロープを前もって固定できる
場合、測定された高度の範囲は増幅器２１及び２２の通
過帯域に等しくなる。

すなわち、増幅器の通過帯域が１オクターブに等しい場
合、 ｈの最大値＝２ｈの最小値 ＣＡＮ２５及び２６に必要なダイナミックレンジを制限
すると共に擬似信号による同期が生ずるおそれを創遊す
るため、マイクロプロセッサは検査時にＣＮＡ２８を介
して信号ＣＧにより増幅器２１及び２２の受入られる最
大利得ＧＭを制御する。一方、他の情報がない場合ＶＣ
ＯＩＩの充電電流ｉに他の変数を結合する関係を用いる
。

に （八ＩＤ＋ｈ）−−−−−−−（１５）ここで、ＡＩＤ
はケーブルの残留長を表わす。定数ＡＩＤ及びＫは、最
小の反射性地上面の場合及び検査された利得Ｇ、がｈ２
に比例することを考慮すると高度計のアンテナに依存す
る。同一と見なし得る信号が増幅器２１及び２２の出力
部に存在すると、マイクロプロセッサ２７は２個の増幅
器２１及び２２に対する同一利得を最も強い信号が変換
器２５及び２６の容量の半分程度になる範囲に制御する
。

本発明ではマイクロプロセッサ２７を用いて送信信号の
ウオオブラスロープを制御する。このように構成するこ
とにより、従来の方法より一層速く高度を見い出すこと
が可能になる。従来の方法では低周波数増幅器２１を通
る計数周波数が一致するまで各新しい走査毎に１／２の
比で減少する電流ｉを用いて周波数ｆ１から「２に亘る
範囲について走査シーケンス全体が実行されている。、
マイクロプロセッサ２７を用いることにより計数時間が
一定値になるか否かを検査することができる。例えば計
数時間３．６ｍ秒には、５０ｋｈｚと１００ＫＨｚとの
間の周波数帯域を有するものとした低周波数増幅器２１
の中心周波数であるｍ　＝　１０００の計数値に闘争す
る。

そして、３．６ｍ秒毎に スロープを１７２の比で分割すると共にｍカウンタを零
にリセットする。この処理操作を、同一とみなすことが
できる信号が得られるまで続行する。

維持されるべき１００００　ｍの高度を見つけ出すため
のダイナミックレンジは前述した従来の方法より１４０
０倍速くなることが確かめられ、この処理作業は約０．
１秒以上かかることはない。

さらに、高度決定の精度は本発明では位相を連続的に測
定することにより達成され、この高度決定精度はｍの測
定の開始時及び終了時における計数の不正確さを改善す
ることによりさらに改良することができる。

高度の精度は、測定の開始時又は終了時のいずれが良好
であったとしてもその精度は（ミル当り）０．３　ｍ又
は１　°／。Ｏ（０，１％）とする必要がある。

計数の不正確さは、測定開始時及び終了時において１以
上になる。測定について１　　’／。。の精度を得るた
め、ｍ＝２０００を用いて計数する必要がある。

ｆ　ｚ　　ｆ　＋　＝　１２０ＭＩＩｚ及びｆｂ＝７０
ＭＨｚと仮定した場合、ｈ　＝　２０００　ｘＯ，３１
２５＝６２５　ｍ１０．０００ｍ程度の高い高度の測定
を希望する場合、ウオプラ効果（Ｗｏｂｂｉｅｒ　ｅｆ
ｆｅｃｔ）の見地より、前述したｆ、　−ｆ、−Δｆ　
ｍ１２０　ＭＨｚとなる周波数ｆ２より低い周波数「３
を選択することが適当である。

実際には、マイクロプロセッサにおける計算は、例えば
１２ビツトのようなあるビット数に制限され゛る。最大
の計数自身４０９６に制限され、上記（６）弐から直接
導かれるΔｆの値はｍ及びｈにその最大値を与えること
により得られる。

が得られる。

例えば０．１秒のように僅かに遅延して測定することが
認められる場合、上記仮定を用いれば上記遅延時間中に
１４回の個別の測定を行うことができ、１４回の測定の
平均値ｍ　／　ｍを計算する場合誤差を１　°／。。〜
０．２７°１０ｏに亘り減少させることができる。６２
５ｍ以下の高度において相対誤差はより高くなるが、測
定の回数が増加するので本発明の測定方法に関する精度
はより向上することになる。

２．４４ｍの高度は１だけ増分されたｍに対応するｑ従
って、Ｏｍと１２８０ｍの間にある第１の高度範囲はΔ
Ｆ　＝ｂ−Ｌ＝１２０　ＭＨｚの値を用いて測定するこ
とができ、１２８０ｍと１００００　ｍの間にある第２
の高度範囲ばΔｆ　＝ｆｉ　　Ｌ　ｍ１５．３６　ＭＨ
ｚを用いて測定することができる。これらの高度測定に
ついて最小精度は１２８１ｍに向く切換瞬時に生ずる。

ｍの計数は５２５になり、０．００２秒の時間周期とし
て０．１秒間に５４回の個別のサンプルとなり、２１５
２５の可能性のある誤差は５４＝７．３により分割され
、受は入れることができる約０．５２°八。の精度とな
る。従って、マイクロプロセッサの作業は、高い高度用
のｆ３の中間周波数サンプリングを選択することにより
簡単化することができる。

特有の状態の大地表面の場合、受信した反射信号の振幅
は相当量変調され或いは長期間又は短期間に亘って欠落
する。水の流れがあるような場合、反射信号は繰り返し
消滅する。一方、マイクロプロセッサ２７はいかなる時
でも２個の信号｜ｂ１（ｎＴ）及びｂ２（ｎＴ）の振幅
の絶対値の和を制御する。

すなわち、 ｜ｂ１（ｎＴ）　　＋　　ｂ２（ｎＴ）この和が、用い
たデータの関数として受は入れることができる最小のレ
ベルであると考えられるレベルＳ以下になると、この最
小値は増幅器２１のノイズより高くされ、マイクロプロ
セッサはｍの指令を停止すると共にクロック時間の割合
を求める。このクロック時間中ｍの増分の停止は周波数
ｆ、とｒ２との間で生ずる。

クロツタ時間の割合が例えば１０％よりも高い場合、マ
イクロプロセッサはこの測定を無効にする。

この割合が例えば１０％以下の場合、この全ての測定を
繰り返し、マイクロプロセッサは外挿法によってｈの値
を計算し、エコー信号のない期間にはｍが例えば時間の
関数に従って線形に又は別の予め定めた関係に従って変
化したものとみなす。

最終的に、クロック時間の割合が高くこの状態が続く場
合、マイクロプロセッサは警報信号を発し、より精度の
高い高度の評価を行うようにする。

無線高度計の精度を改善しようとする場合、精度は周波
数ｆｌ＋　ｒｚ及びｒ３の評価に主に依存することは明
らかである。本発明の変形例により値ｆ１．ｆ２及びｆ
、に影響を及ぼすおそれのある周波数変位の不正確さを
除去するため、無線高度計に第７図に示す遅延線を設け
ることができる。この遅延線は、その一端が受信用アン
テナの導体部に接続され、その他端はスイッチ４２とカ
ップ４３との直列接続により送信用アンテナ１４の導体
部に接続される。スイッチ４２の閉成は、例えば毎秒１
回の割合でプロセンサ２７により循環的に指令される。

周波数ｆ、、　ｆ２及びｆ３の値は、近似値としてであ
るが発振器１１の入力部における電圧限界値により繰り
返し短い範囲の値として与えられる。ｈｏは遅延線４１
の既知の安定値とされ、（１２）式により以下のように
表示することができる。

しないからである。値ｍ０は実質的に既知であるから、
この値に対して大きすぎる差が生じた場合、この差によ
って表示装置が作動し高度計が適正に機能していないこ
とを表示する。

（６）弐と（１６）式を結合すると以下のようになる。

ｈ＝　　　　　　　　ｈ。

Ｏ 従って、十分な精度を以て値ｍ０が得られる。遅延線４
１の遅延長り。は値ｍ０としての誤差に対して無視され
る程十分でない場合がある。この場合、ｍｏは、電圧切
換の直前及び直後の計数値ｍ０に対する電圧切換位置ｆ
、又はｆ２の時間的評価をπ／２で割ったものと、計数
された整数の主部分とによって形成される非整数値で与
えられる。この処理操作は、遅延線の信号を用いて行う
ことができる。けだし、遅延線の信号は正確であり変動

【図面の簡単な説明】

第１図はエコー信号を位相面ＯＬ、、　ｏｔ、ｚ上のベ
クトルＯ３として示す線図、 第２図は寄生的なランダムアンジュレーションが明瞭に
表れていない場合のベクトルＯ３の時間的軌跡を示す線
図、 第３ａ図及び第３ｂ図は第２図のベクトルＯ３の軸ＯＬ
、及びＯ１２上の投影を時間に対してプロットした線図
、 第４図は寄生的なランダムアンジュレーションが明瞭な
場合のベクトルＯＳの時間的軌跡を示す線図、 第５ａ図及び第５ｂ図は第４図のベクトルＯ３の軸ＯＬ
、及びＯＬ、上の投影を時間に対してプロットした線図
、 第６図は本発明によるレーダ高度計の一例の構成を示す
ブロック線図、 第７図は第６図のレーダ高度計の遅延線の配置を示す線
図である。 １工・・・発振器　　　　　　１３・・・送信電力段１
４・・・送信アンテナ １６・・・受信アンテナ ２１．２２・・・増幅器 ２７・・・マイクロプロセッサ ２８．２９・・・Ｄ／八へ換器 ３３・・・コンデンサ ３７・・・計算手段 １５、１９・・・混合器 １７・・・処理段 ２５．２６・・・Ａ／Ｄ変換器 ３２・・・弁別ユニット ３６・・・比較手段 ・特許比 願 人 工ヌ・ベー・フィリップス・ フルーイランペンファブリケン Ｒ６，７

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、受信アンテナに結合され、、送信波と反射後受信し
   た波との間で第１のビート信号Ｆｂ＿１を供給するホモ
   ダイン受信機を具え、周波数ｆが低い周波数ｆ＿１と高
   い周波数ｆ＿ｚ（ｆ＿ｚ−ｆ＿１＝Δｆ）との間でほぼ
   線形に変化する連続波を送信アンテナに供給し、送信周
   波数の各掃引Δｆの期間Δｔに対して前記ビート信号Ｆ
   ｂ＿１の全位相回転を測定することによって高度ｈを測
   定するのに好適なレーダ装置において、前記第１のビー
   ト信号Ｆｂ＿１に対してπ／２だけ位相偏移した第２の
   ビート信号を発生する受信手段と、ビート信号Ｆｂ＿１
   及びＦｂ＿２を、これらビート信号Ｆｂ＿１及びＦｂ＿
   ２の速度の数十倍の速度１／Ｔでビート信号Ｆｂ＿１及
   びＦｂ＿２をサンプリングしてそれぞれデジタル信号ｂ
   ＿１（ｎＴ）及びｂ＿２（ｎＴ）に変換するデジタル化
   手段と、各周期Ｔで信号ｂ＿１（ｎＴ）、ｂ＿１〔（ｎ
   −１）Ｔ〕、ｂ＿２（ｎＴ）、ｂ＿２〔（ｎ−１）Ｔ〕
   の符号を比較する比較手段と、前記比較に基いて増分を
   計算すると共に、期間Δｔ中の順次の増分／減少により
   、代数的に計算され、信号Ｆｂ＿１及びＦｂ＿２が２本
   の直交軸上の成分となるベクトルＦｂが所定の回転方向
   に１／４回転移動する回数ｍを検出する計算手段とを具
   え、ｍが、式 ｈ＝ｍｃ／８（ｆ＿２−ｆ＿１） に基づいて測定される高度に比例するように構成したこ
   とを特徴とするレーダ装置。 ２、前記比較手段が、関数Ｂ＿１（ｎＴ）及びＢ＿２（
   ｎＴ）と信号ｂ＿１（ｎＴ）及びｂ＿２（ｎＴ）とをそ
   れぞれ関係付け、その関数値が、各信号ｂ＿１（ｎＴ）
   又はｂ＿２（ｎＴ）が正又は負になるかに基づいて＋１
   又は−１となり、各サンプル周期Ｔにおいて前記計算手
   段が以下の計算、 Ｂ＿１（ｎＴ）・Ｂ＿１〔（ｎ−１）Ｔ〕＝Ｃ＿１（ｎ
   ，ｎ−１） Ｂ＿２（ｎＴ）・Ｂ＿２〔（ｎ−１）Ｔ〕＝Ｃ＿２（ｎ
   ，ｎ−１） Ｃ＿１＝−１の場合、Ｂ＿１（ｎＴ）・Ｂ＿２（ｎＴ）
   ＋ｍ→ｍＣ＿２＝−１の場合、−Ｂ＿１（ｎＴ）・Ｂ＿
   ２（ｎＴ）＋ｍ→ｍを実行することを特徴とする請求項
   １に記載のレーダ装置。 ３、前記比較手段及び計算手段がマイクロプロセッサの
   主要部分を構成することを特徴とする請求項１又は２に
   記載のレーダ高度計装置。 ４、前記計算手段が、種々の順次の測定した整数値ｍの
   平均値ｍ＿ｍを計算することにより、非整数値ｍを計算
   するのに好適であることを特徴とする請求項３に記載の
   レーダ高度計装置。 ５、最も高い高度範囲に属する高度を測定するため、第
   ３の周波数ｆ＿３の送信信号がマイクロプロセッサによ
   って最も高い周波数として用いられ、値ｆ＿３がｆ＿１
   とｆ＿２との間にあることを特徴とする請求項３又は４
   に記載のレーダ高度計装置。 ６、前記計算手段が、いかなるときにも和 ｜ｂ＿１（ｎＴ）｜＋｜ｂ＿２（ｎＴ）｜を制御するの
   に好適なものとされ、前記和がｍの測定幅限界値Ｓより
   小さい場合、クロック周期の割合を評価し、この周期中
   で前記限界値Ｓが送信周波数ｆ＿１とｆ＿２（ｆ＿３）
   との間で減少するように構成し、ｍ又はｍの近似値のい
   ずれかを無効とするように構成したことを特徴とする請
   求項３から５までのいずれか１項に記載のレーダ高度計
   装置。 ７、マイクロプロセッサによって周期的に切り換えられ
   、関連する零の計数ｍ＿０を周期的に実行するための等
   しい長さｈ＿０の初段遅延線を含み、高度ｈが式 ｈ＝（ｍ／ｍ＿０）ｈ＿０ に基き計算手段によって計算されることを特徴とする請
   求項３から６までのいずれか１項に記載のレーダ高度計
   装置。 ８、ドップラ効果によって生じた誤差を測定又は無効と
   するため、周波数変調が増大し及び順次減少するように
   構成したことを特徴とする請求項２から７までのいずれ
   か１項に記載のレーダ高度計装置。