JPH0265422A - 位相合成形スペースダイバーシティ受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、例えばデジタル無線通信システムにおいて、
フェージングの影響を軽減するために使用される位相合
成形スペースダイバーシティ受信装置に関する。

（従来の技術） 従来、スペースダイバーシティの一方式として、２つの
受信入力を位相合成する位相合成形スペースダイバーシ
ティ方式が知られている。この種の方式は、例えば先ず
主受信系で得られた主受信中間周波信号および副受信系
で得られた副受信中間周波信号のうち、副受信中間周波
信号に位相変調器で低周波からなる位相変調信号により
位相変調をかけ、しかるのちこれらの主受信中間周波信
号と副受信中間周波信号とを合成器により合成する。そ
して、この合成信号に振幅変調波とじて現われる上記位
相変調信号の基本波成分の有無およびその位相関係から
上記主受信中間周波信号と副受信中間周波信号との相対
位相の状態を判定し、この判定結果に従って上記主受信
中間周波信号と副受信中間周波信号とが同相になるよう
に位相制御するものである。

第６図はその原理を示すもので、副受信中間周波信号Ｓ
に対し周波数ｆＰで位相変位Ｘからなる位相変調信号に
より位相変調をかけると、主受信中間周波信号Ｍと副受
信中間周波信号Ｓとの相対位相がずれている場合には、
例えば第６図（ａ）に示すように合成信号Ｇの位相は■
〜■のように変化する。このため、この合成信号Ｇには
第７図（ｂ）に示すように上記位相変調信号の基本波周
波数ｆＰと同じ振幅変調波が現われる。尚、上記第７図
（ｂ）は主受信中間周波信号Ｍに対し副受信中間周波信
号Ｓの位相が遅れている場合に現われる波形であり、主
受信中間周波信号Ｍに対し副受信中間周波信号Ｓの位相
が進んでいる場合には、周波数はｆＰで同じであるが第
７図（Ｃ）に示す如く上記第７図（ｂ）とは位を口が反
転した振幅変調波が現われる。したがって、このような
場合には上記合成信号の振幅変調波に位相変調信号の基
本波周波数ｆＰと同じ周波数成分が含まれているか否か
を検出し、かつその位相を判別することにより主受信中
間周波信号に対しＦｉｒｌ受信中間周波信号の位を口が
進んでいるか遅れているかを判定することができる。

一方、主受信中間周波信号Ｍと副受信中間周波信号Ｓと
が同相の場合には、第６図（ｂ）に示すように主受信中
間周波信号Ｍと副受信中間周波信号Ｓとの合成信号Ｇの
位相は■〜■のように同相領域内で繰返し変化する。こ
のため、合成信号Ｇの振幅変調波には位相変調信号の基
本波成分（周波数ｆｐ）は現われず、第７図（ａ）に示
す如く上記基本波成分の２倍波（周波数２ｆｐ）が現わ
れる。また逆相の場合にも、第６図（ｃ）に示すように
主受信中間周波信号Ｍと副受信中間周波信号Ｓとの合成
信号Ｇの位相は■〜■のように逆用領域内で繰返し変化
するため、合成信号Ｇの振幅変調波には第７図（ｄ）に
示すように基本波の２倍波（周波数２ｆｐ）が現われる
。したがって、合成信号に現われる振幅変調波の周波数
が２ｆｐであるか否かを判定することにより同相および
逆相の状態を検出することができ、またその位相を判定
することにより同相と逆相とを識別することができる。

ところが、このように主受信中間周波信号と副受信中間
周波信号との位相関係が逆相である場合の判定を従来で
は、合成信号を周波数２ｆＰ用のフィルタを通すことに
より周波数が２ｆＰの振幅変調波の有無を検出し、この
周波数２ｆＰの振幅変調波を論理処理することにより行
なっていた。

このため、上記２ｆＰ用のフィルタとして例えば急峻な
特性を持つアクティブフィルタを必要とし、かつこのア
クティブフィルタの選択特性を向上させるために素子の
バラツキをキャンセルする等の対策が必要となるため、
回路設計が難しくまた回路の構成が複雑かつ大形化し易
かった。

以上のように従来の方式は、同相および逆相の状態を検
出するために選択特性の良いアクティブフィルタを必要
とすることから、回路構成の複雑かつ大形化を招くとい
う問題点を有するもので、本発明は上記目的を達成する
ために、同相および逆相状態の検出をアクティブフィル
タ等の複雑な回路を用いずに正確に行なえるようにし、
これにより回路設計の簡単化および回路構成の簡単小形
化を図り得る位相合成形スペースダイバーシティ受信装
置を提供しようとするものである。

［発明の構成］ ｉ！謬 （ｍを解決するための手段） 本発明は、第１および第２の受信中間周波信号をその一
方に所定の位相変調信号により位相変調をかけたのち合
成し、この合成信号に振幅変調波として現われる上記位
相変調信号の基本波の有無およびその位相状態から上記
第１および第２の受信中間周波信号の相対位相を検出し
、この検出結果に従って上記第１および第２の受信中間
周波信号を位相制御する位相合成形スペースダイバーシ
ティ受信装置において、上記合成信号を増幅する増幅回
路と、この増幅回路の利得を制御する自動利得制御回路
と、判定回路とを備え、上記自動利得制御回路の時定数
を上記位相変調信号の基本波周波数に対し十分大きな値
に設定し、この自動利得制御回路から出力される利得制
御信号のレベルを上記判定回路で判定することにより、
上記第１および第２の受信中間周波信号の位相が同相で
あるか逆相であるかを判定するようにしたものである。

（作用） この結果、逆相状態を判定するためにアクティブフィル
タを用いた周波数２ｆｐ用のフィルタ回路を設ける必要
がなくなり、これにより回路設計および回路構成を極め
て簡単にすることができる。

（実施例） 第１図は、本発明の一実施例における位相合成形スペー
スダイバーシティ受信装置の要部構成を示す回路ブロッ
ク図である。

主受信系により得られた主受信中間周波信号ＩＭおよび
副受信系により得られた副受信中間周波信号Ｉｓは、そ
れぞれ増幅部１ａ、ｌｂおよび自動利得制御部２ａ、２
ｂからなる中間周波自動利得制御増幅回路により増幅さ
れ、このうち副受信中間周波信号ＩＳは位相変調器（Ｐ
ＨＭＯＤ）３で位相変調信号Ｃ８により位相変調された
のち、同相電力合成器４で上記主受信中間周波信号ＩＭ
と合成される。ここで、上記位相変調信号Ｃ８は周波数
がｆＰに設定されたもので、基準発振器７の発振周波数
を分周回路８で分周することにより出力される。尚、こ
の分周回路８は上記位相変調信号Ｃ８の２倍の周波数２
ｆＰを有するクロック信号ＥＳも併せて出力する。

ところで、上記同相電力合成器４から出力された合成信
号ＩＧは合成信号増幅回路５に導入される。この合成信
号増幅回路５は、増幅部５１および自動利得制御回路（
ＡＧＣ）５２からなる中間周波自動利得制御増幅回路と
、この増幅回路により増幅された合成信号ＩＧを検波し
てその振幅変調波ＡＳを出力する検波器５３と、レベル
判定用のシュミット回路５４とから構成される。このう
ち自動利得制御回路５２は、時定数が前記位相変調信号
Ｃ８の基本波周波数ｆ、よりも十分に大きな値に設定し
である。またシュミット回路５４は、上記自動利得制御
回路５２から出力される利得制御信号ＧＳのレベル判定
を行なうもので、上記利得制御信号ＧＳのレベルがしき
い値以上の場合に″Ｈ″レベルとなり、それ以外の場合
に“Ｌ”レベルとなる判定信号Ｈ３を出力する。

一方、上記検波器５３から出力された振幅変調波ＡＳは
、遅れ進み判定回路６に導入される。この遅れ進み判定
回路６は、前記主受信中間周波信号ＩＭに対する副受信
中間周波信号Ｉｓの位相のずれ方向を検出するもので、
上記位相変調信号Ｃ８の周波数ｆＰ酸成分みを選択的に
通過するフィルタ６１と、このフィルタ６１を通過した
周波数ｆ、の振幅変調波の論理レベルをＴＴＬレベルに
変換するコンパレータ６２と、排他的論理和回路６３と
、Ｄ形フリップフロップ６４とから構成される。このう
ち排他的論理和回路６３は、コンパレータ６２で論理変
換された周波数ｆＰの振幅変調波ＢＳと、基準信号とし
ての前記位相変調信号（周波数ｆｐ）Ｃ８とを排他的論
理和処理するものである。Ｄ形フリップフロップ６４は
、上記排他的論理和回路６３の出力信号ＤＳを前記分周
回路８から出力される２ｆＰのクロック信号ＥＳに同期
してラッチするもので、このラッチ出力を遅れ進み判定
信号ＦＳとして位相制御回路１ｏへ出力する。

位相制御回路１０は、位相制御信号発生回路としてのア
ップダウンカウンタ１１と、このアップダウンカウンタ
１１に対しカウントクロックを供給するクロック発生部
１２とを備えている。クロック発生部１２は、高速クロ
ックを発生するクロック発振器１３と、上記高速クロッ
クを分周して低速クロックを作成する分周器１４と、セ
レクタ１５とから構成される。このセレクタ１５は、前
記合成信号増幅回路５のシュミット回路５４がら発生さ
れる判定信号Ｈ８のレベルに応じて、上記高速クロック
と低速クロックとを択一的に選択して上記アップダウン
カウンタ１１にカウントクロックとして供給するもので
ある。一方ア・ンプタウンカウンタ１１は、上記遅れ進
み判定回路６のＤ形フリップフロップ６４から出力され
る遅れ進み判定信号ＦＳのレベルに応じて、上記クロッ
ク発生部１２から出力されるカウントクロックのアップ
動作およびダウン動作を行なうもので、その８ビツトか
らなるカウント出力を図示しない無限移相器へ制御アド
レスＪＳとして供給し、これにより副受信系の信号の移
相量を制御している。また位相制御回路１０は、アップ
ダウンカウンタ１１のカウント動作を制御するアンドゲ
ート１６を存している。このアンドゲート１６は、ワン
ショットマルチバイブレータ（以後ワンショットマルチ
と略称する）９の出力レベルと、前記シュミット回路５
４からの判定信号ＨＳのレベルとに応じて、主受信中間
周波信号ＩＭと副受信中間周波信号！Ｓとが同相の場合
には“Ｈ“レベルの信号を出力してアップダウンカウン
タ１１のカウント動作を停止させるものである。

次に、以上のように構成された装置の動作を説明する。

同相電力合成器４から出力された合成信号ＩＧは、合成
信号増幅回路５の中間周波自動利得制御増幅回路で増幅
されたのち検波器５３で検波され、これにより振幅変調
波ＡＳが抽出される。

そして、この振幅変調波ＡＳは遅れ進み判定回路６に導
かれ、この回路６のフィルタ６１で位相変調波Ｃ８の基
本波成分（周波数ｆｐ）が抽出されたのちコンパレータ
６２でＴＴＬレベルに論理レベルが変換され、しかるの
ち排他的論理和回路６３で分周回路８から出力される位
相変調信号（周波数ｆｐ）Ｃ８と排他的論理和処理され
る。

そして、この排他的論理和回路６３から出力された排他
的論理和出力ＤＳは、分周回路８から出力されるクロッ
ク（周波数２ｆｐ）ＥＳに同期してＤ形フリップフロッ
プ６４でラッチされ、遅れ進み判定信号ＦＳとして位相
制御回路１０に供給される。

したがって、いま例えば主受信中間周波信号ＩＭに対し
副受信中間周波信号Ｉｓの位相が遅れていたとすると、
コンパレータ６２から第２図に示す如く位相変調信号Ｃ
８と同一周波数ｆＰでかつ位相が同相でかつ位相変調信
号ＣＳに対し通路長差による位相差がある振幅変調波信
号ＢＳが出力される。そして、この振幅変調波信号ＢＳ
と位相変調信号Ｃ８との排他的論理和出力ＤＳをクロッ
クＥＳに同期してラッチすると、Ｄ形フリップフロップ
６４から第２図に示すように位相が遅れていることを示
す１Ｌ″レベルの判定信号ＦＳが出力される。この結果
、位相制御回路１０のアップタウンカウンタ１１はクロ
ック発生部１２から発生される低速クロックをアップカ
ウントし、そのカウント値は位相制御アドレスＪＳとし
て図示しない無限移相器に供給される。したがって、副
受信中間周波信号■Ｓの位相は無限移相器により進み方
向に可変制御され、これにより副受信中間周波信号Ｉｓ
と主受信中間周波信号ＩＭの位相は同相領域に近付けら
れる。

これに対し、主受信中間周波信号ＩＭに比して副受信中
間周波信号Ｉｓの位相が進んでいる場合には、遅れ進み
判定回路６のコンパレータ６２から第３図に示す如く位
相変調信号Ｃ８と周波数（ｆｐ　）が同じでかつ位相が
反転し、位相変調信号Ｃ８に対し通路長差により位相差
がある振幅変調波信号ＢＳが出力される。そして、この
振幅変調波信号ＢＳと位相変調信号Ｃ８との排他的論理
和出力ＤＳをクロックＥＳでラッチするとＤ形フリップ
フロップ８４からは第３図に示すように位相が進んでい
ることを示す“Ｈ″レベル判定信号ＦＳが出力される。

このため、位相制御回路１０のアップダウンカウンタ１
１は低速クロックをダウンカウントし、そのカウント値
を位相制御アドレスＪＳとして無限移相器に供給する。

したがって、副受信中間周波信号Ｉｓの位相は遅れ方向
に可変制御され、この結果主受信中間周波信号ＩＭと副
受信中間周波信号Ｉｓの位相は同相領域に近付けられる
。

そうして、主受信中間周波信号ＩＭと副受信中開局波信
号Ｉｓ、！：が第５図に示す同相領域に入ると、合成信
号ＩＧに含まれる振幅変調波周波数は２ｆ、になるため
、遅れ進み判定回路６のコンパレータ６２からは信号が
出力されないようになる。

そうすると、ワンショットマルチ９の出力は“Ｈ”にな
る。また、合成信号増幅回路５の’ＩＩＩ得、ｔ（Ｊ　
＃回路５２の出力ＧＳは増加し、これによりシュミット
回路５４の判定出力Ｈ５は°Ｈ”レベルになる。

したがって、位相制御回路１０のアンドゲート１６の出
力はＨ”レベルになり、これによりアップダウンカウン
タ１１はカウント動作を停止する。このため、無限移相
器への位相制御アドレスＪＳＯ値は固定され、この結果
主受信中間周波信号ＩＭと副受信中間周波信号Ｉｓとの
同相状態は保持される。

一方、主受信中間周波信号ＩＭと副受信中間周波信号Ｉ
Ｓとの位相が逆相領域に入った場合には、合成信号ＩＧ
の振幅レベルが低下して利得制御回路５２から出力され
る利得制御電圧ＧＳは第４図に示すように減少し、これ
によりシュミット回路５４の出力Ｈ５は“Ｌ″レベルな
る。そうすると、位相制御回路１０のアンドゲート１６
の出力は“Ｌルベルになってアップダウンカウンタ１１
はカウント動作状態となり、またセレクタ１５はそれま
で選択していた分周器１４からの低速クロックに代わっ
て！ｉ、準発振器１３による＋３速クロツクを選択しア
ップダウンカウンタ１１に供給する。そうするとアップ
ダウンカウンタ１１は、上記高速クロックをカウントし
てそのカラン（・値を無限移相器に供給する。このため
、無限移相器による副受信中間周波信号ＩＳに対する移
相量は高速に変化し、この結果主受信中間周波信号ＩＭ
と副受信中間周波信号Ｉｓの位相状態は逆用領域から短
時間で脱出する。尚、位相状態が逆相領域から脱出して
遅れ領域または進み領域に入ると、合成増幅回路５の利
得制御回路５２から出力される利得制御電圧ＧＳが増加
してシュミット回路５４の判定信号Ｈ５は”Ｈ″レベル
なる。このため、位相制御回路１０のセレクタ１５はカ
ウントクロックを高速クロックから低速クロックに切換
え、この結果アップダウンカウンタ１１は以後主受信中
間周波信号ＩＭと副受信中間周波信号Ｉｓとの位相状態
が同相領域に入るまで、上記低速クロックに従って比較
的ゆっくりと無限移相器の位相制御アドレスＪＳを変化
させる。したがって、副受信中間周波信号Ｉｓの位相は
同相領域に入るまでの間正確に制御される。

このように本実施例であれば、合成信号増幅回路５にお
ける既存の利得制御回路５２の時定数を位相変調信号Ｃ
８の周波数ｆＰに比べて十分長く設定し、この利得制御
回路５２から出力される利得制御電圧ＧＳをシュミット
回路５４でレベル判定することにより、主受信中間周波
信号ＩＭと副受信中間周波信号ＩＳとの逆相状態を判定
するようにしたので、逆相状態を判定するためにアクテ
ィブフィルタを用いた周波数２ｆＰ用のフィルタ回路を
設ける必要がなくなり、これにより回路設計および回路
構成を極めて簡単にすることができる。

尚、本発明は上記実施例に限定されるものではない。例
えば、シュミット回路５４に代わってコンパレータを用
い、このコンパレータにより逆相の判定を行なうように
してもよい。また、この場合逆相の判定だけではなく、
同相判定用にコンパレータを１個追加してこのコンパレ
ータのしきい値電圧を適宜設定することにより利得制御
回路５２の利得制御電圧ＧＳの値から同相状態を検出す
るようにしてもよい。その他、利得制御回路の時定数の
設定値や逆相判定回路の構成、遅れ進み判定回路および
位相制御回路の回路構成等についても、本発明の要旨を
逸脱しない範囲で種々変形して実施できる。

［発明の効果〕 以上詳述したように本発明によれば、合成信号を増幅す
る増幅回路と、この増幅回路の利得を制御する自動利得
制御回路と、判定回路とを備え、上記自動利得制御回路
の時定数を上記位相変調信号の基本波周波数に対し十分
大きな値に設定し、この自動利得制御回路から出力され
る利得制御信号のレベルを上記判定回路で判定すること
により、上記第１および第２の受信中間周波信号の位相
が同相であるか逆相であるかを判定するようにしたこと
によって、同相および逆相状態の検出をアクティブフィ
ルタ等の複雑な回路を用いずに正確に行なうことができ
、これにより回路設計の簡単化および回路構成の簡単小
形化を図り得る位を目金成形スペースダイバーシティ受
信装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例における位相合成形スペース
ダイバーシティ受信装置の要部構成を示す回路ブロック
図、第２図乃至第５図は同装置の動作説明に使用するも
ので、第２図および第３図は遅れ進み判定回路の動作を
説明するためのタイミング図、第４図は逆相判定動作を
説明するための図、第５図は主受信中間周波信号および
副受信中間周波信号の位相領域を示す模式図、第６図お
よび第７図はそれぞれ位相合成形スペースダイバーシテ
ィ受信装置の基本動作を説明するための模式図およびタ
イミング図である。 ３・・・位相変調器、４・・同相電力合成器、５・・・
合成信号増幅回路、５１・・・増幅器、５２・・・利得
制御回路、５３・・・検波器、５４・・・シュミット回
路、６・・・遅れ進み判定回路、６１・・・周波数ｆＰ
抽出用のフィルタ、６２・・・コンパレータ、６３・・
・排他的論理和回路、（５４・・・Ｄ形フリップフロッ
プ、７・・・基準発振器、８・・・分周回路、９・・・
ワンショットマルチバイブレーク、１０・・・位相制御
回路、１１・・・アップダウンカウンタ、１２・・・ク
ロック発生部、１３・・・クロック発振器、１４・・・
分周器、１５・・・セレクタ、１６・・・アンドゲート
。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 第１および第２の受信中間周波信号をその一方または両
   方に所定の位相変調信号で位相変調をかけたのち合成し
   、この合成信号に振幅変調波として現われる前記位相変
   調信号の基本波の有無およびその位相状態から前記第１
   および第２の受信中間周波信号の相対位相を検出し、こ
   の検出結果に従って前記第１および第２の受信中間周波
   信号を位相制御する位相合成形スペースダイバーシティ
   受信装置において、前記合成信号を増幅する増幅回路と
   、前記位相変調信号の基本波周波数に対し十分大きな時
   定数で前記増幅回路の利得を負帰還制御する自動利得制
   御回路と、この自動利得制御回路から出力される利得制
   御信号のレベルから前記第１および第２の受信中間周波
   信号の位相が同相であるか逆相であるかを判定する判定
   回路とを具備したことを特徴とする位相合成形スペース
   ダイバーシティ受信装置。