JPH0265594A - 妨害低減装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、妨害低減装置に関し、さらに特定的には、
ＶＴＲ等に使用されているＦＭ伝送路においてクロスト
ーク等による妨害を低減し、高品質の信号を得るための
妨害低減装置に関する。

［従来の技術］ 映像信号記録再生装置、たとえば民生用ＶＴＲでは、ガ
ードパンドレス記録をしているため、再生時に主トラツ
クの信号と隣接トラ・ンクの信号とを同時にヘッドに取
込む。そのため、ノイズではないが、隣接トラックの信
号は主トラツクの信号に対しては妨害となる。これは、
クロストークと呼ばれる現象である。このクロストーク
を軽減するために、日本放送出版協会ｒＮＨＫホームビ
デオ技術」横山克哉著の第１０４頁〜第１０７頁に記載
されている「Ｈ並べ」やＨｆ）１キヤリアシフトや、Ｈ
相関ノイズリダクションや、同書第７８頁〜第８９頁に
記載されている傾斜アジマス記録等、数多くの妨害低減
方式が採用されている。

第５図は、Ｈ相関ノイズリダクションと呼ばれる従来の
妨害低減装置の構成を示すブロック図である。この妨害
低減装置は、増幅器１１と、１水平走査期間（以下、Ｉ
Ｈと称す）遅延線１２と、減算器１３と、リミッタ１４
と、利得１／２の増幅器１５と、加算器１６とを含む。

民生用ＶＴＲ（ＶＨＳフォーマット）では、ガードパン
ドレス記録の際には、ＦＭ変調でのキャリアをトラック
１、−１ ごと（こ−Σ”ｆＨ／フトしてご己録している。、れを
−Σ−ｆ、キャリアシフトという。ここで、ｆ、は、水
平周波数で、ＮＴＳＣ方式では１５．７３４ｋＨ２であ
る。隣接トラックのクロストーク成分は、主トラツクの
信号に対してＴｆｓの周波数を持っており、第７図（ａ
）に示すスペクトル分布になる。このスペクトル分布を
持った信号を復調すると（変調信号の周波数をＳとする
）、第７図（ｂ）に示すスペクトル分布を持った信号に
なる。クロストークのない場合は、周波数Ｓの信号しか
復調されない。したがって、タロストークによって、復
調後に −ｆＨ、ｓ−Ｔ’ｓ　　、　　Ｓ＋う薯ｆ８の周波数成
分が重畳されたことになる。これらの成分を、以後、タ
ロストーク成分と呼ぶ。

Ｓは、ｆＮの整数倍のスペクトル成分が非常に１　　　
　　　　　　　１　　　　　　　　　　＋強く、上記下
ｆＮ　、Ｓ５−７ｆ　、Ｓ＋−Σ−ｆ。は、ｆＨの（ｎ
　＋上）倍（但し、ｎは整数）の周波数上に存在する。

一方、第５図示す回路の周波数特性は、リミッタ１４が
なければ、第６図に示す特性となる。第６図に示す特性
は、ｆＨの（ｎ十Ｌ）の周波数では谷間となっており、
タロストーク成分は除去される。

次に１、第５図に示す回路の特性が第６図に示すような
特性となることを説明する。

第５図において、加算器１６の出力をＥｏ　（ｔ）、増
幅器１１の出力をＥｉ（ｔ）とすると、Ｅｏ　（ｔ）　
＝Ｅｉ　（ｔ）十±１Ｅｉ（ｔ　−Ｔ）−Ｅｉ（ｔ）１ １　　　　　　　　１　　。

、’、Ｅｏ　（ｔ）　−７Ｅ　ｉ　（ｔ）　＋τＥ　ｌ
（ｔ　−Ｔ）が成立する。但し、Ｔ−ＩＨである。また
、リミッタは考慮していない。

上式をＺ変換すると、 Ｅ　ｏ　（ｚ）　＝　−Ｅ　ｉ　（ｚ）　＋７Ｚ−ＴＥ
　ｉ　（ｚ）−Ｚ　（１＋　Ｚ　−”）　Ｅ　ｉ　（ｚ
　）となる。したがって、伝達関数Ｈ（ｚ）は、−−（
１＋　ｅ　＝’″７） ２゜ ＝−Ｈ（１＋ｃｏｓｃｕＴ　−ｊ　ｓｌｎωＴ）となる
。したがって、周波数−利得特性は、ＩＨ（ｚ）　　ｌ
　＝１＋ｃｏｓ　ｃｌ、ＩＴとなる。但し、ω−２πｆ
、Ｔ−１／ｆｙであるので、 Ｉ　Ｈ（ｚ）　　Ｉ　＝１＋ｃｏｓ　　２ｙｒ　　（ｆ
／　ｆｓ　）となる。これは、ｆｍ（ｎ＋工）ｆｕのと
き、０乙 になることを示している。すなわち、第６図の特性にな
ることを示している。この特性によりクロストーク成分
は除去される。

［発明が解決しようとする課題］ 上述のごとく、従来のＦＭ変調波の妨害低減装置は、２
Ｅ間の和を求めることと等価になるため、垂直解像度が
劣化するという欠点があり、現在のように高画質化が要
求される中では、大きな問題となる。また、Ｈ相関を利
用するということは、ノイズ成分のうち、Ｈ相関のある
ものは残留するため、画面が雨の降っているような状態
で再生され、視見上見苦しい画面になるなどの問題点が
あった。

この発明は、上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、ＦＭ変調波における妨害成分を低減すると
ともに、垂直解像度の劣化を伴わない全く新規な妨害低
減装置を得ることを目的とする。

〔課題を解決するための手段コ この発明に係る妨害低減装置は、ＦＭ波に混入した妨害
波をＡＭ検波手段により抽出し、ＦＭ検波された妨害成
分を含んだ復調信号と演算処理することにより、この復
調信号中に含まれる妨害成分を低減するようにしたもの
である。

［作用コ ＦＭ伝送路中で混入する妨害波は、通常のＦＭ変調波の
ように上下側波がキャリアに対して対称に出ているよう
なスペクトル分布になっておらず、ＦＭ変調波のキャリ
アに対して非対称（アンバランス）なスペクトル分布に
なっている。このキャリアに対してアンバランスな成分
をＡＭ検波手段により抽出し、ＦＭ復調１３号と演算処
理（たとえば加減算）することにより、ＦＭｍ；Ｍにｘ
号中に含まれる妨害波成分を除去するようにしている。

〔実施例］ 第１図は、この発明の一実施例の構成を示す概略ブロッ
ク図である。図において、ＦＭ伝送路上におけるＦＭ変
調波は、イコライザ１に与えられ、その周波数特性が補
正される。イコライザ１の出力は、ＦＭ検波経路とＡＭ
検波経路とに分岐されてりえられる。ＦＭ検波経路には
、ＦＭ変調波をＦＭ復調するＦＭ復調器２と、ＦＭ復調
後のキャリア成分を除去するローパスフィルタ３と、Ａ
Ｍ検波経路とＦＭ検波経路との遅延時間を補正する遅延
補正回路８とが設けられている。一方、ＡＭ検波経路に
は、ＶＴＲ等のようにＦＭ波の残留側波伝送方式を採っ
ているものに対して、上下側波が揃った周波数帯域を抽
出する帯域通過フィルタ４と、ＡＭ検波するための２乗
器５と、２乗器５により発生した２倍の周波数のキャリ
ア成分を除去するローパスフィルタ６と、ＦＭ検波の周
波数特性である６ｄＢ１０ｃｔを持たせる周波数特性補
正回路７とが設けられている。遅延補正回路８の出力お
よび周波数特性補正回路７の出力は、加算器９に与えら
れ演算処理（加算処理）される。

この加算器９からは、妨害成分の除去されたＦＭ復調波
が得られる。

次に、第１図の各ブロックのそれぞれの動作を数式で説
明する。

第２図（ａ）〜（ｅ）は、第１図においてタロストーク
成分が除去される過程を示したものである。

第２図（ａ）は、ｆ２の周波数成分が主トラツクからの
信号であり、ｆ、の周波数成分が妨害となるクロストー
ク成分であることを示している。

すなわち、クロストーク成分が混入した信号をＥ（ｔ）
、混入比をｋとすると、 Ｅ　（ｔ）　−ｃｏｓ　　（２πｆ２ｔ）＋ｋｃｏｓ　
　（２πｆ、ｔ） で表わされる（但し、ｆ２＞ｆ、とする）。まず、ＡＭ
Ｆｆｔ波経路で考える。ｆ、、ｆ２は、それぞれ帯域通
過フィルタ４の通過帯域であったとする。

Ｅ　（ｔ）は、２乗＄５により、 Ｅ２　（ｔ）＝　　（ｃｏｓ　　（２πｆ２　【）＋ｋ
ｃｏｓ　　Ｃ２ｙｒ　ｆ　＋　　ｔ）　ｌ　　２−ｃｏ
ｓ２　（’２ｒｆ２　　ｔ） ＋２ｋｃｏｓ　　（２πｆ、、ｔ） ｃｏｓ　　（２１ｆ、ｔ） ＋に２ｃｏｓ２　（２πｆ＋　　ｔ） ＝　　Ｉ　＋　ｃｏｓ　（４ＴＣｆｚｔ　）＋ｋｃｏｓ
１２π　（ｆ、＋ｆ２）ｔｌ＋ｋｃｏｓ１２　ｙｒ　　
（ｆ２−　ｆ　＋　）　）したがって、このスペクトラ
ムは、第２図（ｂ）のようになる。

ここで、Ｅ２　（ｔ）がローパスフィルタ６によって２
倍の周波数のキャリア成分は除去されるので、ローパス
フィルタ６のａ過後の信号をＥＬ２（１）とすると、 ＥＬ２　（ｔ）＝　　（１＋に２） ＋ｋｃｏｓ１２π（ｆ２−ｆ＋　）ｔｌと表わされる。

ｆ２−ｆ、をΔｆと置き、直流成分である一Ｔ（１＋に
２）は無視できるので、ＥＬ２　（ｔ）−ｋｃｏｓ（２
πΔｆｔ）また、６ｄＢ１０ｃｔの周波数特性補正回路
７を通過した後の信号をＥＬＥ２　（ｊ）とすると、Ｅ
ＬＥ２　（ｔ）−にΔｆ　ｃｏｓ（２ＷΔｆｔ）・・・
（１） と表わされる信号になる。これは、６ｄＢ１０ｃｔの周
波数特性が周波数に比例した利得特性を持つために、Ｅ
、２　（ｔ）の周波数成分がΔｆであることから、利得
もΔｆに比例していることを表わしている。

このＥＬＥ２　（ｔ）を周波数軸上で表わすと、第２図
（Ｃ）のようになる。一方、ＦＭ検波経路では、ＦＭ復
調器２には、通常リミッタと呼ばれる振幅制限器が付い
ており、この様子を第１０図（ａ）および（ｂ）に示す
。第１０図（ｂ）は、日本放送出版協会ｒＮＨＫホーム
ビデオ技術」横山克哉著の第９８頁〜第１００頁に記載
されているＤＬ−ＦＭ方式と呼ばれる振幅制限方式を用
いたＦ　Ｍｉ：ｉ！Ｊ器である。第１０図（ａ）の場合
でも第１０図（ｂ）の場合でも、リミッタを用いた振幅
制限方式であることに変わりはなく、リミッタを通過す
ることによってＦＭの上下側波が揃い、第２図（ｄ）に
示すようなスペクトル分布になる。

正負のスペクトルは、側波の位相関係を表わす。

このことを数式で表現すると、次に示すようになる。

Ｅ（ｔ）＝ｃｏｓ（２ｙｒ　ｆ　２ｔ　）＋　ｋｃｏｓ
（２ｘ　ｆ　＋　　ｔ　）ｃｏｓ（２πｆ２　ｔ） ＋　ｋｃｏｓ１２　ｙｒ　　（ｆ　２−Δｆ）ｔ）＝　
ｆ　１　＋ｋｃｏｓ（２ｗΔｆ　ｔ）　１ｃｏｓ（２π
ｆ２　ｔ） ＋ｋｓｉｎ（２πΔｆ　ｔ　）　５ｉｎ（２πｆ２　ｔ
）と変形でき、ＡＭ成分とＦＭ成分に分離される。

リミッタを通過すればＡＭ成分は除去されるので、ＡＭ
成分の除去された信号をＥＬ＋Ｍ　（ｔ）とすると、 ＥＬ　＋　　ｎ　　（ｔ）−ｃｏｓ１２πｆ２　　ｔ＋
φ　（ｔ））となる。今、ｋが微小である場合を考える
と、φ（ｔ　）　＃　−ｋ　５ｉｎ（２πΔｆｔ）とい
う近似が成立するから、 ＥＬ　Ｉ　Ｍ　　（ｔ）　＝ｃｏｓ（：２ｒ　ｆ２ｔ−
ｋｓ１口（２πΔ　〔ｔ）　） となる。ＦＭ復調は、位相を微分する動作をするため、
ＦＭ復１週後の信号をＥｒｎ（ｔ）とすると、Ｅｒｎ　
　（ｔ）−ｋ２πΔｆ　ｃｏｓ（２ｙｒΔｆｔ）・・・
（２） となり、ＦＭｌｌＪ、調後のスペクトル分布は第２図（
ｅ）に示すようになる。

前述の（１）式はＡＭ検波経路による復調波形であり、
（２）式はＦＭ検波経路による復調波形である。また、
（２）式はクロストーク等の妨害により発生するビート
成分を含んでいる。（１）式の信号と（２）式の信号を
２π：１の比で加算する加算器９で加算すれば、このビ
ート成分はなくなる。

したがって、第１図はＦＭ変調波のキャリア成分より下
側（低周波側）の妨害を低減することのできる装置であ
る。隣接トラックのクロストークによるビート妨害のう
ち、水平同期部分の信号のクロストークにより発生する
ビートに対しては有効な手法である。なぜならば、ＶＴ
Ｒ等の同期信号は負極同期であり、同期信号部分のキャ
リアは、通常の映像信号のキャリアより下側（低周波側
）にあるためである。また、Δｆが一定の場合は、６ｄ
Ｂ１０ｃｔの周波数特性補正回路７は必要ない。

次に、ＦＭ変調波のキャリアの上側（高周波側）に妨害
が混入した場合について考える。すなわち、第４図（ａ
）に示すようなスペクトル分布を持った波形を入力とし
た場合について述べる。この低減装置を第３図に示す。

第１図と異なるところは加算器９に代えて減算器１０が
設けられている点だけである。

第４図（ａ）〜（ｅ）は、第３図の実施例においてクロ
ストーク成分が除去される過程を示したものである。

クロストーク成分が混入した信号をＥ　（ｔ）、混入比
をｋとすると、 Ｅ　（ｔ　）　＝ｃｏｓ（２πｆ２　ｔ）＋ｋｃｏｓ（
２πｆ、ｔ） で表わされる（但し、ｆ、＞ｆ２）。まず、ＡＭ検波経
路で考える。ｆ、、ｆ２はそれぞれ帯域通過フィルタ４
の通過帯域であったとする。Ｅ　（ｔ）は２染型５によ
り、 Ｅ２　（ｔ）＝　（ｅｏｓ（２πｆ２　ｔ）＋ｋｃｏｓ
（２πｆ　、　　ｔ）　ｌ　２−土（１＋に２）　＋ｋ
ｃｏｓ　ｔ２π（ｆ、　−ｆ２）　ｔｌ　＋ｋｃｏｓ ２π　（２π（ｆ、＋ｆ２）（１ ＋ｃｏｓ（４π【２ｔ） ＋土に２ｃｏｓ（４πｆ、　ｔ） したがって、このスペクトラムは第４図（ｂ）に示すよ
うになる。

次に、Ｅ２　（ｔ）がローパスフィルタ６によりて２倍
の周波数キャリア成分は除去されるので、ローパスフィ
ルタ６通過後の信号をＥＬ２　（ｔ）とすると、 ＥＬ２（ｔ）−±（１＋に２）　＋ｋｃｏｓ１２π（ｆ
、−ｆ２）ｔｌ と表わされる。ｆ、−ｆ２をΔｆと置き、直流成分であ
る上（１＋に２）は無視できるので、乙 ＥＬ’　　（ｔ）−ｋｃｏｓ（２πΔｆｔ）となる。ま
た、６ｄＢ１０ｃｔの周波数特性補正回路７を通過した
後の信号は、 ＥＬＥ２　（ｔ）＝ＩｃΔｆ　ｃｏｓ（２ｙｒΔｆｔ）
・・・（３） と表わされる信号になる。これは、６　ｄ　Ｂ　／　ｏ
　ｃｔの周波数特性が周波数に比例した利得特性を持つ
ために、Ｅ％　　（ｔ）の周波数成分がΔｆであること
から、利得もΔｆに比例していることを表わしている。

このＥＬＥ２　（ｊ）を周波数軸上で表わすと第４図（
ｃ）に示すようになる。

一方、ＦＭ検波経路では、ＦＭ復調器２に含まれるリミ
ッタにより上下側波がそろい、第４図（ｄ）に示すよう
なスペクトル分布になる。キャリアの上側（高周波側）
に妨害が混入した場合のリミッタ出力は、 Ｅ　（ｔ）　−ｃｏｓ（２ｒｒ　ｆ２　ｔ）＋ｋｃｏｓ
（２ｙｒ　ｆ　、　　ｔ） −ｃｏｓ　（２πｆ２　ｔ）　＋ｋｃｏｓ１２π（ｆ２
＋Δｆ）ｔ） −（１＋ｋｃｏｓ（２ｙｒΔｆ　ｔ）　）ｃｏｓ（２ｙ
ｒ　ｆ２　ｔ）　−ｋｓｌｎ（２ｙｒΔｆ　ｔ）　ｓｉ
ｎ＜２πｆｚ　ｔ） ＝　　ｌ＋Ｉｃ　　＋２ｋｃｏｓ（２πΔｆｔ）・ｃｏ
ｓ（２ｘｆ２　　ｔ＋φ（ｔ））と変形できるため、リ
ミッタ出力をＥＬ＋ｎＣｔ）とすると、 ＥＬ　＋　ｎ　　（ｔ）　−ｃｏｓ１２πｆ２　　ｔ＋
φ　（ｔ））となる。今、ｋが微小である場合を考える
と、φ（ｔ）　＝ｋｓｌｎ（２πΔｆｔ） という近似が成立するから、 ＥＬ　＋　ｎ　　（ｔ）　＝ｃｏｓ１２πｆ２　ｔｌ　
ｋ　５ｉｎ（２ｘΔｆ　ｔ）　１ となり、ＦＭ復調後のスペクトル分布は第４図（ｅ）に
示すようになる。ＦＭ復調器は位相を微分する動作をす
るため、ＦＭＩ調後の信号をＥ。

Ｍ　　（ｔ）とすると、 ＥＦ　Ｍ　　（ｔ）−に２πΔｆｃｏｓ（２πΔｆｔ）
・・・　（４） となる。

前述の（３）式はＡＭ検波経路による復調波形であり、
（４）式はＦＭ検波経路による復調波形である。また、
（４）式はクロストーク等の妨害により発生するビート
成分を含んでいる。（３）。

（４）式を比較すれば、（３）式の信号と（４）式の信
号を２π：１の比で減算する減算器１０で減算すれば、
キャリアの上側の妨害を低減する装置になる。

以上のことにより、ＡＭ検波手段により抽出した妨害成
分は、ＦＭ検波後の波形と加減算することにより低減で
きることを証明した。ＦＭ伝送路中の妨害をＡＭＩ波に
より抽出するということは全く新規な抽出方式である。

このような妨害低減装置は、Ｈ相関を使ったノイズリダ
クションと異なりＨｔ（ｊ関を利用しないため、垂直解
像度の劣化を伴うことがなく、またＨ相関のあるノイズ
が残留するために起こる雨降りのような状態の画面にな
ることもないという利点がある。

また、このような妨害低減装置は、第８図に示すように
構成すれば、映像信号のトランジェント部に残留するノ
イズも低減することができる。

第８図はこの発明のさらに他の実施例の構成を示す概略
ブロック図である。この実施例は、図示のごとく、周波
数特性を補正するイコライザ１と、ＦＭ復調器２と、Ｆ
Ｍ復調波のキャリア成分を除去するローパスフィルタ３
と、ＶＴＲ等のように残留側波伝送方式を採っている伝
送路に対して上下側波が揃った周波数帯域を抽出する帯
域通過フィルタ４と、ＡＭ検波するための２染型５と、
２染型５により発生した２倍の周波数のキャリア成分を
除去するローパスフィルタ６と、６ｄＢ／。

ｃｔの周波数特性を持たせる周波数特性補正回路７と、
ＡＭ検波経路の符号を制御する符号制御回路１つと、高
周波信号時に符号制御回路が誤動作することを防止する
ために高周波成分を除去するローパスフィルタ１７と、
映像信号の立上がり部分と立下がり部分とを検出するた
めの微分動作をするバイパスフィルタ１８と、ＡＭ検波
経路と１Ｍ検波経路との遅延時間差を補正するための遅
延補正回路８と、加算器９とを含む。

まず、クロストークによって映像信号のトランジェント
部にノイズが発生することを第９図を参照して説明する
。第９図（ａ）は、映像信号のトランジェント部分であ
り、第９図（ｂ）は第９図（ａ）のＦＭ変調波である。

ＶＴＲ等の磁気テープに記録するものは、その機構上ジ
ッタを生じる。

ジッタとは、時間軸の伸縮あるいは時間軸方向のずれの
ことを指す。このため、隣接トラックからのクロストー
ク成分は、主信号に対し、ジッタに起因する時間差を持
った第９図（ｃ）に示すような信号が混入する。これを
映像信号の平坦な部分とトランジェントな部分に分けて
考えると、平坦な部分では第９図（ｄ）、　　（ｆ）に
示すように、単一スペクトラムになるが、トランジェン
ト部分では、第２図（ａ）や第４図（ａ）に示したよう
に、キャリアに対して上側（高周波側）と下側（低周波
側）とがアンバランスになるようなスペクトラムになる
。すなわち、トランジェント部分では立上がりの７３号
の際はキャリアの下側（低周波側）にクロストークが混
入し、立下がりの信号の際はキャリアの上側（高周波側
）にクロストークが混入する。キャリアに対して下側の
妨害は第１図に示すように加算器９によって加算し、キ
ャリアに対して上側の妨害は第３図に示すように減算器
１０によって減算すればよいから、ＡＭ検波経路の符号
を、クロストークが混入したのがキャリアに対して上側
か下側かを区別して符号を制御すれば、妨害を低減でき
る。クロストークが混入したのが上側か下側かは、映像
信号の立上がりか立下がりかで区別できるから、バイパ
スフィルタ１８によって一次微分すれば、立上がり部分
は正、立下がり部分は負の符号が得られ、この正負で符
号を制御すればよい。なお、映像信号は非常に高い周波
数まで伝送されており、高い周波数の信号がこの制御を
誤らせることのないようにするには、高い周波数を除去
、するローパスフィルタ１７によって低い周波数のみで
立上がり部分か立下がり部分かを制御させればよい。符
号制御回路１９は、制御信号の正負で符号を切換えれば
よく、たとえば第１４図に示すような回路で実現できる
。立上がり部分か立下がり部分かを検出するためには、
微分特性を持つ回路を用いればよい。微分特性とは、第
１２図（ａ）に示す波形を第１２図（ｂ）に示す波形に
する特性のことである。

なお、符号制御は必ずしもトランジェントの情報で行な
わなくてもよく、他の符号制御としては、たとえば映像
信号レベルで制御してもよい。映像信号レベルが高い場
合には、キャリアに対して下側の妨害波が混入する確率
が高く、映像信号のレベルが低い場合には、キャリアに
対して上側の妨害波が混入する確率が高いからである。

このような場合は、たとえば７！準電位より映像信号レ
ベルが高ければ正、低ければ負というように、レベルに
応じた制御をすればよい。

また、第８図に示す実施例の妨害低減装置は、ギャップ
部に金属層を形成することを特徴とした磁気ヘッドに固
有の問題となっているコンタ−効果による映像信号のゴ
ースト発生にも効果がある。

コンタ−効果とは、第１５図に示すような磁気ヘッドに
おける主ギャップ３１と擬似ギャップ３０のクロストー
クのことであり、これによりトランジェント直後にゴー
スト状の波形が発生する。

これは、上述したクロストークによりトランジェント部
にノイズが発生するのと同じであるので、第９図によっ
て説明する。擬似ギャップ３０は、金属層２９とフェラ
イト３２との間に生じる空間にできるものである。すな
わち、主ギャップ３１と５ｉＪ似ギヤツプ３０は、金属
層２９の厚さだけ離れたところに位置する。すなわち、
擬似ギャップ３０に入る信号は、 金属層の厚さ／テープヘッド間の相対速度で表わされる
時間だけ、主ギャップ３１に対し時間差を持っている。

主ギャップ３１に入る信号を第９１Ｚ　（ｂ）とすると
、擬似ギャップ３０に入る信号は第９図（ｃ）で表わさ
れる。よって、映像信号のトランジェント部は、第９図
（ｅ）に示されるような妨害波が混入された状態となる
。前述のクロストークにより発生するトランジェント部
のノイズは時間軸のずれが一定ではないジッタが時間差
の原因であるため、ノイズ状に見えるが、コンタ−効果
によるゴーストの場合は、主ギャップ３１の位置と擬似
ギャップ３０の位置が固定されており、時間差は一定で
あるため、ゴーストとして見える。しかし、いずれも発
生原因は同じであり、同様な装置で除去できる。

また、ここまで残留側波伝送方式における妨害のみを取
扱ったが、両側波伝送方式でも同じであり、この場合、
第１１図に示すように、上下側波が揃った帯域のみを抽
出する帯域通過フィルタ４は必要ない。また、残留側波
伝送方式でも、ローパスフィルタ６の通過帯域が狭い場
合、帯域通過フィルタ４は必要ない。

また、ＡＭｔＡ波方式として２乗器を扱ったが、２乗器
の感度を上げるために、２乗器の構成を第１３図のよう
に構成してもよい。第１３図では、平衡変調器２８を用
いて２乗器を構成している。

このように平衡変調器を用いた場きは、原信号と、π／
２移相された信号とを人力するのが最も感度が良いため
、第１３図ではπ／２移相器２６を設けている。また、
２乗器を用いな（とも、キャリアに対してアンバランス
な成分を取出すＡＭ検波方式であればよい。

また、符号制御回路１つに人力される制御信号は、ノイ
ズ等による誤動作を防ぐため、振幅を制限するリミッタ
、スライサを挿入してもよい。

［発明の効果］ 以上のように、この発明によれば、キャリアに対してア
ンバランスなスペクトル成分をＡＭ検波することによっ
て抽出し、この抽出された妨害成分とＦＭ検波結果とを
演算処理して妨害成分を除去するようにしたので、たと
えば民生用のＶＴＲのようにＦ　Ｍ伝送路において発生
した妨害の低減に適用すれば、Ｈ相関を利用しなくとも
妨害を低減できるため、垂直解像度の劣化がなく、良好
な再生画面を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明の一実施例による妨害低減装置を示
すブロック図である。 第２図は、第１図に示す装置により妨害を低減する過程
を示したスペクトラム分布図である。 第３図は、この発明の他の実施例による妨害低減装置を
示すブロック図である。 第４図は、第３図に示す装置により妨害を低減する過程
を示したスペクトラム分布図である。 第５図は、従来の妨害低減装置を示すブロック図である
。 第６図は、第５図に示す装置の周波数特性図である。 第７図は、第５図に示す装置により妨害を低減する過程
を示したスペクトラム分布図である。 第８図は、この発明のさらに他の実施例による妨害低減
装置を示したブロック図である。 第９図は、妨害によるトランジェント部分の信号品質の
劣化の過程を示した図である。 第１０図は、ＦＭ復調器における振幅制限方式を示した
ブロック図である。 第１１図は、この発明のさらに他の実施例による妨害低
減装置を示すブロック図である。 第１２図は、トランジェント部分の微分波形を示す図で
ある。 第１３図は、２乗器の感度を上げる構成にしたブロック
図である。 第１４図は、符号制御回路および平衡変調器の構成の一
例を示す回路図である。 第１５図は、ギャップ部に金属層を形成することを特徴
とした磁気ヘッドを示す図である。 図において、１はイコライザ、２はＦＭ復調器、３．６
および１７はローパスフィル、４はバンドパスフィルタ
、５は乗算器、７は周波数特性補正回路、８は遅延補正
回路、９は加算器、１６は減算器、１８はバイパスフィ
ルタ、１９は符号制御回路を示す。 代 理 人 人前 増 雄 楚（ （Ｃ） ↑ Δｆ 妬５回 〔Ｔ ８９回 ・（吋Ｍゑ め１２０ （ａ） （ｂ） ＰＦ 次欺分暑り〃 第１４り 第 ３刀 ｔ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ＦＭ伝送路を利用した信号伝送装置において、前記ＦＭ
   伝送路中に混入した妨害成分を抽出するＡＭ検波手段と
   、 前記ＦＭ伝送路におけるＦＭ変調信号を復調するＦＭ検
   波手段と、 前記ＡＭ検波手段により抽出された妨害成分と前記ＦＭ
   検波手段によりＦＭ復調された妨害成分を含む信号とを
   演算処理して当該ＦＭ復調信号から妨害成分を除去する
   ための演算処理手段とを備えたことを特徴とする、妨害
   低減装置。