JPH0265670A - インバータ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、交互にオンオフする一対のスイッチング素子
を備える２石式のインバータ回路に間するものであり、
例えば放電灯点灯用の高周波電源回路として用いられる
ものである。

［従来の技術］ 第５図はハーフブリッジ式インバータ回路の従来例を示
している。この回路では、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ２
の直列回路と、コンデンサＣ，，Ｃ２の直列回路が、直
流電源Ｅに並列的に接続されており、スイッチング素子
Ｑ、、Ｑ、の接続点とコンデンサＣ＋　、　Ｃｚの接続
点の間に、限流用のインダクタＬを介して負荷２が接続
されている０図中、】。

２はそれぞれスイッチング素子Ｑ、、Ｑ２の駆動回路で
ある。この駆動回路１，２は、発振回路３からの発振信
号Ｖ、、Ｖ、を受けて、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ２を
交互にオンオフさせる０発振回路３はスイッチング素子
Ｑ２の駆動回路２と同電位側に設けられているので、ス
。イツチング素子Ｑ１の駆動回路１に発振信号Ｖ１を供
給する経路（図中、破線で示した経路）には、直流電源
Ｅに対する耐圧が必要となり、従来、絶縁トランスやフ
ォトカブラのような絶縁手段又はレベルシフト回路を介
して信号伝達を行っていた。

一方、絶縁手段やレベルシフト回路を用いないでスイッ
チング素子Ｑ＋、Ｑｚｅ交互にオンさせるために、第６
図に示すように、スイッチング素子Ｑ、の両端電圧の立
下りを抵抗ｒ’（、、Ｒ２にて検出し、電圧の立下りか
ら一定時間スイツチング素子Ｑ１をオニさせると共に、
スイッチング素子Ｑ２の両端電圧の立下りを抵抗Ｒ１，
Ｒ，にて検出し、電圧の立下りから一定時間スイツチン
グ素子Ｑ２をオンさせる制御回路Ａ　、　Ｂを設けるこ
とが提案されている（特願昭６２−６４９２号参照）、
各制御回路Ａ、Ｂには、駆動用電源Ｅ、、Ｅ、が接続さ
れているが、これらは、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ２の
両端電圧から得られる。各制御回路Ａ、Ｂは、各スイッ
チング素子Ｑ、、Ｑ２のオン信号を発生する単安定マル
チバイブレータ等よりなるオン信号発生回路と、その発
振出力をスイッチング素子Ｑ、、Ｑ２の駆動信号とする
駆動回路で構成されている。なお、この回路は負荷２が
誘導性負荷である場合、すなわち、スイッチング素子Ｑ
、、Ｑ、の電圧に対してＴＬ流の位相が遅れている場合
にのみ適用される。

［発明が解決しようとする課題］ 上述の第６図に示す回路にあっては、発振信号を電位の
異なるスイッチング素子に信号伝達するための絶縁手段
やレベルシフｌ−回路が不必要となり、回路が簡略化さ
れるという長所があるが、逆にスイッチング素子Ｑ、、
Ｑ２のオン区間は各々独立に設定され、しかもオン区間
の自由度が小さい。

特に、負荷Ｚが放電灯などである場合には、光出力を可
変とするために、インバータ回路の発振周波数を変化さ
せることがあるが、発振周波数を変化させるには、スイ
ッチング素子Ｑ、、Ｑ２のオン区間を同時に大きくした
り小さくしたりする・ｇ・要があるから、第６図に示す
回路では、周波数制御が困難であるという問題があった
。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、２つのスイ・ンチング素子への
駆動信号伝達手段が不要で、しかも各スイッチング素子
のオン区間を連動して制御できるようにしたインバータ
回路を提供することにある。

Ｕ課題を解決するための手段１ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第１
図に示すように、交互にオンオフする第１及び第２のス
イッチング素子Ｑ、、Ｑ２を備え、スイッチング素子Ｑ
、、Ｑ２の電圧に対してスイッチング素子Ｑ、、Ｑ２の
電流が遅れ位相となるインバータ回路において、第１の
スイッチング素子Ｑ１の電圧又は電流を検出する検出回
路（抵抗Ｒ，，Ｒ２）と、検出回路にて検出された第２
のスイッチング素子Ｑ２のオン区間の制御状態に従属し
て、第１のスイッチング素子Ｑ１のオン区間が変化する
ように第１のスイッチング素子Ｑ１のオン信号を発生さ
せるオン信号発生回路４とを設けたことを特徴とするも
のである。

［作用］ 本発明にあっては、このように、第１のスイッチング素
子Ｑ、の電圧又は電流を検出することにより、第２のス
イッチング素子Ｑ２のオン区間の制御状態を検出し、そ
の検出結果に従属して第１のスイッチング素子Ｑ、のオ
ン区間を変化させるようにしたから、第２のスイッチン
グ素子Ｑ２のオン区間を変化させるだけで、第１のスイ
ッチング素子Ｑ、のオン区間を連動して変化させること
ができ、レベルシフト回路や絶縁１−ランス等の信号伝
達手段を用いることなく、２つのスイッチング素子Ｑ、
、Ｑ、のオン区間を制御できるものである。

［実施例１］ 第２図は本発明の一実施例の回路図である。本実施例に
おいて、第６図に示す従来例と同一の機能を有する部分
には同一の符号を付して重複する説明は省略する３本実
施例では、負荷Ｚとして放電灯１ａを用いている。放電
灯１ａの各フィラメントの非電源側端子間には、予熱用
のコンデンサＣ３が並列接続されており、このコンデン
サＣ１は限流用のインダクタＬと共に直列共振回路を構
成している。インバータ回路の発振周波数は、この直列
共振回路を含む振動回路の固有振動周波数よりも高く設
定されており、これにより、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ
２の素子電圧に対して素子電流は遅九位相となる。また
、インバータ回路の発振周波数を変〔ヒさせることによ
り、コンデンサＣ０の両端に生じる電圧を広い範囲で変
化させることができ、放電灯１ａの予熱動作や全点灯、
調光点灯などの制御を行うことができる。

インバータ回路のスイッチング素子Ｑ、、Ｑ２としては
、電力制御用のＭ　ＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔを使用している。

このＭＯＳＦＥＴには、ドレイン・ソース間に寄生ダイ
オードが逆並列接続されている。以下、各スイッチング
素子Ｑ、、Ｑ２の制御回路Ａ、Ｂについて説明する。

まず、制御回路Ａについて説明する。制御回路Ａの駆動
用電源Ｅ、は、スイッチング素子Ｑ、の両端電圧を抵抗
Ｒ１０を介してコンデンサＣ１に充電することにより得
られる。コンデンサＣ４の正極はＮＰＮトランジスタＱ
、のコレクタに、負極はＰＮＰ）−ランジスタＱ、のコ
レクタに、それぞれ接続されている。トランジスタＱ、
、Ｑ、のベースは抵抗Ｒ２を介してＡＮＤゲートＧ２の
出力に接続されており、エミッタは抵抗Ｒ６を介してス
イッチング素子Ｑｌのゲートに接続されている。コンデ
ンサＣ１の両端には、抵抗Ｒ８とダイオードＤの直列回
路を介してコンデンサＣ６が接続されている。コンデン
サＣ６の両端には、トランジスタＱ７のコレクタ・エミ
ッタ間を介して抵抗Ｒ３が並列接続されている。抵抗Ｒ
，，Ｒ２の接続点の電圧は、ＮＯＴ回路Ｇ１に入力され
ている。ＮＯＴ回路Ｇ１は入力電圧が一定レベルよりも
大きくなると出力が°’Ｌｏ―”レベルとなり、入力電
圧が一定レベル以下になると出力が“Ｈｉｇｈ”レベル
となる。

このＮＯＴ回路Ｇ１の出力は、トランジスタＱ７のベー
スに供給されると共に、ＡＮＤゲー！−０２の一方の入
力に接続されている。ＡＮＤゲートＧ　２の他方の入力
には、コンパレータＣＰ、の出力が接続されている。コ
ンパレータＣＰ１は正入力端子の電圧が負入力端子の電
圧よりも高くなると５出力が’Ｈｉｇｈ”レベルとなる
。コンパレータＣＰの正入力端子にはコンデンサＣ９の
電圧が印加されており、負入力端子には基準電圧源Ｅ３
の電圧が印加されている。

次に、制御回路Ｂについて説明する。制御回路Ｂの駆動
用電源Ｅ２の正極はトランジスタＱ５のコレクタに、負
極はトランジスタＱ６のエミッタに、それぞれ接続され
ている。トランジスタＱ５のエミッタ及びトランジスタ
Ｑ６のコレクタは、抵抗Ｒ６を介してスイッチング素子
Ｑ、のゲー１−に接続されている。また、各トランジス
タＱ３．Ｑ、のベースは、単安定マルチバイブレータ６
の発振出力に接続されている。単安定マルチバイブレー
タ６のトリガ一端子には、スイッチング素子Ｑ２の両端
電圧を抵抗Ｒ，，Ｒ，にて分圧した電圧がトリガー電圧
として入力されている。また、時定数設定端子には、可
変抵抗ＶＲとコンデンサＣ６が接続されており、単安定
マルチバイブレータ６の出力パルス幅を設定している。

以下、本実施例の動作について説明する。まず、スイッ
チング素子Ｑ２のオン区間制御について説明する。スイ
ッチング素子Ｑ、がオフして、スイッチング素子Ｑ２の
両端電圧が下がると、この電圧を抵抗Ｒ，，Ｒ４にて分
圧して、単安定マルチバイブレータ６のトリガ一端子に
トリガーを与える。

ここで、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧が、スイッチ
ング素子Ｑ２がオンする前に下がるのは、負荷２が誘導
性だからである。つまり、回路の固有振動周波数よりも
発振周波数が高いときには、スイッチング素子Ｑ１がオ
フすると、回路の残留エネルギーで５まず、スイッチン
グ素子Ｑ２の寄生ダイオードを介して、スイッチング素
子Ｑ２に負方向の電流が流れるためである。単安定マル
チバイブレータ６としては、ＣＭＯＳタイプのＩＣく例
えばμＰＤ４５２８）を用いれば良い。この！株安定マ
ルチバイブレークの出力パルス幅は、可変抵抗ＶＲとコ
ンデンサＣ６で決まり、これによりスイッチング素子Ｑ
２のオン区間が決まる。

次に、スイッチング素子Ｑ、のオン区間制御について説
明する。スイッチング素子Ｑ２がオンしている間、抵抗
Ｒ１゜、　ＲｓとダイオードＤ、を介してコンデンサＣ
５を充電する０次に、スイッチング素子Ｑ２がオフする
と、前と同様に回路の残留エネルギーによりスイッチン
グ素子Ｑ１の寄生ダイオードを介してスイッチング素子
Ｑ、に負方向の電流が流れてスイッチング素子Ｑ１の両
端電圧が下がるため、ＮＯＴ回路Ｇ１の出力が“Ｈｉｇ
ｈ″レベルとなり、トランジスタＱ７がオンすると共に
、ＡＮＤゲートＧ２の一方の入力が“Ｈｉｇｌ＋”レベ
ルとなる。トランジスタＱ７がオンすることにより、コ
ンデンサＣ５の充電ｑ荷が抵抗Ｒ５を介して放電される
。コンデンサＣ５の電圧が、基準電圧源Ｅ。

の電圧よりも低くなると、コンパレータＣＰ１の出力は
’Ｌｏｗ”レベルとなる。このコンパレータＣＰ、の出
力が’Ｌｏｗ”レベルとなるまでの間、ＡＮＤゲートＧ
２の出力は°’）（ｉｇｈ”レベルとなっておりこの期
間がスイッチング素子Ｑ１のオン区間となる。スイッチ
ング素子Ｑ２がオン区間が長くなれば、コンデンサＣ９
の充電期間が長くなるので充電電荷量が多くなり、コン
デンサＣ９の電圧が基準電圧源Ｅ、の電圧まで降下する
のに要する放電時間も長くなり、スイッチング素子Ｑ、
のオン区間が長くなる（第３図（ａ）参照）。逆にスイ
ッチング素子Ｑ２のオン区間が短くなれば、コンデンサ
Ｃ９の充電期間が短くなるので充電電荷量が少なくなり
、コンデンサＣ５の電圧が基準電圧源Ｅ３の電圧まで降
下するのに要する放電時間も短くなり、スイッチング素
子Ｑ１のオン区間が短くなる（第３図（ｌ」）参照）。

このようにして、スイッチング素子Ｑ２のオン区間に従
属して、スイッチング素子Ｑのオン区間を制御すること
ができるものである。

なお、本実施例のように、負荷Ｚが放電灯１ａである場
合には、光出力を制御するために周波数を変化させて調
光することができる。つまり、調光点灯時には全点灯時
に比べて可変抵抗ＶＲの値を小さくすることにより、ス
イッチング素子Ｑ２のオン区間を小さくすると、スイッ
チング素子Ｑのオン区間も小さくなって、発振周波数が
高くなり、共振用のコンデンサＣ１に発生する電圧が低
くなるので、放電灯ｌ！ａを調光することができるもの
である。

本実施例では制御を簡単にするために、アースラインと
同電位で動作するスイッチング素子Ｑ２を制御して、高
電位側のスイッチング素子Ｑ１を従属させているが、そ
の逆に、高電位側のスイッチング素子Ｑ、を制御して、
低電位側のスイッチング素子Ｑ２を従罵させても良い。

［実施例２］ 第４図は本発明の池の実施例の回路図である。

本実施例にあっては、主回路の構成が実施例１とは少し
異なり、第２図に示すハーフブリッジ式インバータ回路
において、コンデンサＣ２を省略し、いわゆる直列イン
バータ回路としている。また、制御回路Ａ、Ｂの構成も
実施例１とは少し異なる。

まず、スイッチング素子Ｑ、の制御回路Ａにおいて、コ
ンデンサＣ９を充電するための電流を、コンデンサＣ４
から収らずに、抵抗Ｒ２の両端に生じる電圧をバッファ
Ｇ、を介して供給している点が実施例１とは異なる。ま
た、スイッチング素子Ｑ２の制御回路Ｂにおいて、オン
区間制御のための回路をＣＭＯＳ−ＩＣよりなる単安定
マルチバイブレータ６に代えて、個別部品で構成してい
る点が実施例１とは異なる。以下、その回路清成を説明
すると、駆動用電源Ｅ２の正極はＮＰＮ）ランジスタＱ
、のコレクタに、負極はＰＮＰトランジスタＱ６のコレ
クタに、それぞれ接続されている。

トランジスタＱ７．Ｑ、のベースは抵抗Ｒ１４を介して
ＡＮＤゲートＧ、の出力に接続されており、エミッタは
抵抗Ｒ６を介してスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続
されている。駆動用電源Ｅ２の両端には、抵抗Ｒ，，，
Ｒ，２の直列回路、及び抵抗ｒ（＋３とコンデンサＣ１
の直列回路が接続されている。

コンデンサＣ７の両端には、トランジスタＱｌｌのコレ
クタ　エミッタ間が並列接続されている。抵抗Ｒ＝Ｒ４
の接続点の電圧は、バッファＧ６にて波形整形されてト
ランジスタＱ、のベースに供給されると共に、ＮＯＴ回
路回路に入力されている。このＮＯＴ回路回路の出力は
、ＡＮＤゲー１−　Ｇ　、の−方の入力に接続されてい
る。ＡＮＤゲートＧ、の他方の入力には、コンパレータ
ＣＰ２の出力が接続されている。コンパレータＣＰ　２
は負入力端子の電圧が正入力端子の電圧よりも高くなる
と、出力が°’　Ｌ　ｏｗ’レベルとなる。コンパレー
タＣＰｌの正入力端子には抵抗Ｒ１１とｒ（＋２の接続
点の電圧が印加されており、負入力端子にはコンデンサ
ｃ７の電圧が印加されている。

次に、本実施例の動ＩＹについて左開する。

まず５スイツチング素子Ｑ１のオン区間は、スイッチン
グ素子Ｑ、の両端電圧がらスイッチング素子Ｑ２のオン
区間が分がるため、これを利用してタイマー時間を設定
している。スイッチング素子Ｑ２がオンしな時には、バ
ッファＧ３の出力が°″Ｈｉｇｈ”レベルとなるので、
ダイオードＤ１及び抵抗Ｒ，を介してコンデンサＣ５が
充電され、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、コンデ
ンサＣ３の充電が終わり、トランジスタＱ７がオンして
コンデンサＣ９が放電する。この放電時間がスイッチン
グ素子Ｑ１のオン区間となるのである。つまり、Ｌ述の
実施＠１ではトランジスタＱ７がオンしてコンデンサＣ
２が放電される期間においても、コンデ〉パすＣ９が抵
抗Ｒ６及びダイオードＤ、を介してコンデンサＣ１から
の電流で充電されていたが、この実施例２では、トラン
ジスタＱ７がオンしてコンデンサＣ３が放電される期間
においては、バッファＧ、の出力が“Ｌ　ＯＷ”レベル
となるので、ダイオードＤ１が遮断状態となり、コンデ
ンサＣ５への充電電流は流れない。したがって、充電時
定数と放電時定数を独立に設定することができ、回路設
計が容易となるものである。

次に、スイッチング素子Ｑ２のオン区間はスイッチング
素子Ｑ２の両端電圧を検出して、抵抗Ｒ１２とコンデン
サＣ７の充電時間により決定される。

スイッチング素子Ｑ１がオンされているときには、スイ
ッチング素子Ｑ２の両端電圧が高いので、抵抗Ｒ１に生
じる電圧によりバッファＧ６の出力がＨｉｇｈ”レベル
となり、トランジスタＱ、がオンされて、コンデンサＣ
７の電荷は放電されている。

したがって、コンパレータＣＰ２の負入力端子の電圧は
正入力端子の基準電圧よりも低く、コンパレータＣＰ２
の出力は°″Ｈｉｇｈ”レベルとなっているが、ＮＯＴ
回路回路の出力が’Ｌｏｗ”レベルであるので、ＡＮＤ
ゲー１−　Ｇ　、の出力は＊　Ｌ　ｏｗＩ＋レベルであ
り、スフイツチング素子Ｑ２はオフ状態に保たれている
。この状態でスイッチング素子Ｑ、がオフすると、回路
が誘導性であるので、回路の残留ニオ・ルギーによりス
イッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードを介してスイッチ
ング素子Ｑ２の負方向に電流が流れ、スイッチング素子
Ｑ２の両端電圧は下がる。このため、抵抗Ｒ４の電圧が
下がってＮＯＴ回路回路の出力が’Ｈｉｇｈ”レベルと
なり、ＡＮＤゲー１〜Ｇ、の出力が°″Ｔ−１ｉｇｂ”
レベルとなって、スイッチング素子Ｑ２がオンされる。

同時に、バッファＧ６の出力が″しＯＶ”レベルとなる
ので、トランジスタＱｌ＋がオフされて、コンデンサｃ
７の充電が開始される。コンデンサＣ１の電圧が抵抗Ｒ
，，。

Ｒ６２の接続点の電圧に達すると、コンパレータＣＰ２
の出力が’Ｌｏｗ”レベルとなり、ＡＮＤゲートＧイの
出力も“Ｌ　ｏｗ”レベルとなるので、スイッチング素
子Ｑ２はオフされる。

以上の各実施例においては、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ
２のオン区間制御回路に与えるトリガー信号を得るため
に、素子両端の電圧を検出しているが、素子の寄生ダイ
オードに流れる電流を検出しても良い、また、オン区間
を設定するタイマー回路として、簡単なＣＲ時定数回路
を用いたタイマー回路を例示したが、カウンター回路な
どを用いた方式でも良い。

さらに５実施例２のよう、な直列インバータ回路に本発
明を適用する場合には、スイッチング素子Ｑ２のオン区
間を短くするにつれて、スイッチング素子Ｑ、のオン区
間を長くするように制御しても良い、このようにすれば
、直流成分カット用のコン、デンサＣ４に分担される電
圧が変化するので、負荷Ｚへの供給電力を変化させるこ
とができる。

［発明の効果］ 本発明によれば、誘導性の負荷を有する２石式のインバ
ータ回路において、第１のスイッチング素子の電圧又は
電流を検出すれば、第２のスイッチング素子のオン区間
の制御状態を検出できることに着目して、第２のスイッ
チング素子のオン区間の制御に従属して第１のスイッチ
ング素子のオン区間を変化させるようにしたから、レベ
ルシフト回路や絶縁トランスのような信号伝達手段を用
いなくても、２つのスイッチング素子のオン区間を連動
して制御することができるという効果があり、周波数制
御やオンデユーテイ側御を容易に実現できるという利点
がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示す回路図、第２図は本発
明の一実施例の回路図、第３図は同上の動作波形図、第
１１図は本発明の他の実施例の回路図、第５図は従来例
の回路図、第６図は他の従来例の回路図である。 Ｅは直流電源、Ｑ、、Ｑ、はスイッチング素子、Ｒ５−
Ｒ３は電圧検出用の抵抗、４．５はオン信号発生回路で
ある。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）交互にオンオフする第１及び第２のスイッチング
   素子を備え、スイッチング素子の電圧に対してスイッチ
   ング素子の電流が遅れ位相となるインバータ回路におい
   て、第１のスイッチング素子の電圧又は電流を検出する
   検出回路と、検出回路にて検出された第２のスイッチン
   グ素子のオン区間の制御状態に従属して、第１のスイッ
   チング素子のオン区間が変化するように第１のスイッチ
   ング素子のオン信号を発生させるオン信号発生回路とを
   設けたことを特徴とするインバータ回路。