JPH0265673A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ｃ産業上の利用分野） この発明は、放電ランプ等の負荷に給電するインパーク
装置に関するもので、特にスイッチング素子のオンオフ
を制御する駆動・制御回路に対する；シ１讐イ電源の供
給に係る。

〔従　来　の　技　術〕

第９図は従来の第１の直列型のインパーク装置の基本的
な回路図を示している。第９図において、直流電源Ｅは
、商用電源をそのまま、もしくは変圧器により昇圧また
は降圧したものを整流・平滑して得られるものである。

直流？ｔｉＥ（Ｅには、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ！の
直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ　＋　
、　Ｑ　ｚの接続点と直流電源Ｅの負側との間には、イ
ンダクタンス素子Ｌ＋とコンデンサＣ，，ＣＩの直列回
路が接続されている。コンデンサＣ１は共振用のコンデ
ンサであり、その両端には負荷ＬＤ、が並列接続されて
いる。

コンデンサＣ！は負荷ＬＤ＋に直流成分が供給されるこ
とを防止するための直流成分カット用のコンデンサであ
り、２個のスイッチング素子Ｑ、、Ｑ。

のオン・オフデユーティが等しい場合には、はぼ電源電
圧Ｅの半分の直流電圧が図示された掻性で充電される。

ｉｌｌ常、直流成分カット用のコンデンサＣ２の容量値
は、共振用のコンデンサＣ１の容を値に比べて十分大き
く設定される。２個のスイソチング素子Ｑ　＋　、　Ｑ
　ｔは、その駆動・制′４．［ｇ回路ＤＲによって交互
にオン駆動されて、インダクタンス素子Ｌ１およびコン
デンサＣ３からなる負荷用のＬＣ直列共振回路に高周波
電圧を印加する。

これによって、負荷用のＬＣ直列共振回路には、振動電
流が流れて共振用のコンデンサＣ５に発生する振動電圧
によって負荷ＬＤＩが付勢される。

この第９図のインバータ装置は、−ａ的に入力電圧（こ
の場合は、直流電圧）が高く、この電圧をそのまま駆動
・制御回路ＤＲに加えることはできない、したがって、
駆動・制御回路ＤＲを作動させるための制′４Ｂ電源は
、制御電源供給回路Ａを介して直流電源Ｅより供給され
る。この制御電源供給回路Ａ１は、ダイオードＤＩ、限
流抵抗Ｒおよび電解型のコンデンサＣ０からなる直列回
路が直流電源已に対して並列接続されている。そして、
コンデンサＣ０には、ツェナーダイオードＺＤ、と駆動
・制御回路ＤＲが並列接続されている。これにより、限
流抵抗Ｒ１およびダイオードＤ、を介して駆動・制御回
路ＤＲに電圧■ｏ、電流■。の制御電源が供給される。

コンデンサＣ０は制御電源の電圧■。の平滑用であり、
ツェナーダイオードＺＤ、は過電圧保護用兼電圧■。の
安定化用であり、限流抵抗Ｒ１，にＥ−Ｖ。の電圧を持
たせることにより、駆動・制御回路ＤＲを作動させるた
めの電圧Ｖ０．電流Ｉ０の制御電源を得ている。

第１０図は、第９図のインバータ装置の動作を説明する
ためのタイムチャートである。同図（ａｌはスイッチン
グ素子Ｑ２の両端電圧を、同図（ｂｌはスイッチング素
子Ｑ２に流れる電流を、同図ｆｃｌは負荷用のＬＣ直列
共振回路に流れる振動電流（インダクタンス素子り、に
流れる電流）を、同図ｆｄｌは負荷電流を、同図（ａｌ
は直流成分カット用のコンデンサＣ２の電圧■、をそれ
ぞれ示している。同図中、Ｅは直流電源Ｅの電圧を示し
ている。

第１１図は従来の第２のインバータ装置を示している。

このインバータ装置では、第９図の制御電源供給回路Ａ
Ｉに代えて、制御電源供給回路Ａ２を用いたものである
。この制御Ｔ：ＩＢ供給回路Ａ２は、商用電源用の変圧
器Ｔ、を用い、商用電源ＡＣの電圧を一次側入力として
、変圧器Ｔ１により降圧して得られる二次側出力電圧を
、ダイオードＤ１およびコンデンサＣ０により整流・平
滑することにより電圧■。、電流■。の制御電源を得た
もので、コンデンサＣ０と並列にツェナーダイオードＺ
Ｄ、および駆動・制御回路ＤＲが第９図と同様に接続さ
れている。その他も第９図のものと同様の構成である。

第１２図は従来の第３のインバータ装置を示している。

このインバータ装置は、第９図における制御電源供給回
路ＡＩに代えて、制御電源供給回路Ａ、を用いたもので
ある。すなわち、第９図における直流成分カット用のコ
ンデンサＣ２を負荷ＬＤ、と直列に、直流電源Ｅの負側
（グラウンド側）と負荷ＬＤ、の一端との間に接続した
構成になっており、この直流成分カット用のコンデンサ
Ｃ２からダイオードＤ１および限流抵抗Ｒ８を介してコ
ンデンサＣ０を充電し、駆動・制御回路ＤＲの制御電源
（電圧■。、電流ｔｏ）として使用したものである。そ
の他は第９図と同様の構成である。

〔発明が解決しようとする課題〕

前記した第９図のインバ−タ装置によれば、比較的闇単
に駆動・制御回路ＤＲを作動させるための電圧ｖ０．電
流Ｉ０の制御電源を得ることができるが、必ず以下の電
力損失Ｐ、が限流抵抗Ｒ，において発止する。

（Ｅ　　Ｖｏ）” ＰＩ　＝　　　　　　　　（ｗ）　　　　　　・・・・
・・（１１そして、直流電−ａＥ等の変動にかかわらず
、十分な制御電源を得るためには、ある程度限流抵抗Ｒ
，の抵抗値を小さく設定する必要がある。したがって、
直流電源Ｅの電圧が高いような場合には、限流抵抗Ｒ，
での電力損失Ｐ、が急増するにのため、インバータ装置
の効率が低下する。さらには、限流抵抗Ｒ５の発熱も大
きな問題であり、限流抵抗Ｒ１として高電力値の抵抗器
の並列接続等が必要であり、実装的にもコスト面で不利
となる。

したがって以上の構成は実用的とはいえない。

また、第１１図のインバータ装置によれば、電力ｔＵ失
を増大させずに十分な制御電源を得ることができ、実用
的ではあるが、変圧器Ｔ、が必要となるので、制御電源
供給回路Ａ２が高価となり、変圧器Ｔ、の寸法が大きく
、重いという問題があった。

さらに、第１２図のインバータ装置によれば、直流成分
カット用のコンデンサＣ２から制御電源供給回路Ａ、を
介して制御電源を得るようにしているので、コンデンサ
Ｃ２の直流成分が電源電圧Ｅの約半分であるから、限流
抵抗Ｒ１の電力損失を、第９図に示した従来例に比べて
ほぼ半減させることができる。

しかし、この第１２図のインバータ装置は、駆動・制御
回路ＤＲへ供給する電流■。をあまり大きい値にするこ
とができないという問題があった。

この発明の目的は、駆動・制御回路に加える電圧と制御
電源供給回路への入力電圧との整合のための変圧器や限
流抵抗を不要にでき、軽量で安価でかつ制御電源供給回
路の構成部品の温度上昇を招くことがなくて効率が良く
、しかも制？ＩＴｉ源供給回路から駆動・制御回路へ電
流を十分に供給することができるインパーク装置を提供
することである。

〔課題を解決するための手段〕

この発明のインバータ装置は、スイッチングによって直
流電源の電圧を交流電圧に変換して負荷に加えるスイッ
チング素子と、このスイッチング素子をオンオフ駆動す
る駆動・制御回路と、交流電圧が加えられるＬＣ直列共
ｊＪＳ回昂、およびこのＬＣ直列共振回路の振動電流を
整流および平滑して駆動・制御回路に制御電源として供
給する整流・平滑回路からなる制御電源供給回路と、直
流電源の電圧を起動時に駆動・制御回路に供給する起動
回路とを備えている。

〔作　　　用〕

この発明の構成によれば、起動後において、スイッチン
グ素子によって得られる交流電圧がＬＣ直列共振回路に
加えられてＬＣ直列共振回路に振動電流が流れる。そし
て、整流・平滑回路がＬＣ直列共振回路の振動電流を整
流および平滑して駆動・制御回路に制御電源として供給
することになる。

この場合、ＬＣ直列共振回路の振動電流を整流・平滑す
るので、ＬＣ直列共振回路の回路定数を適切に設定する
ことにより、駆動・制御回路に加える電圧と制御電源供
給回路への入力端子との整合を図ることができ、したが
って電圧整合用の変圧器や限流抵抗を不要にできる。こ
の結果、軽量で安価でかつ電力１員失が少なくて制？１
１電源供給回路の構成部品の温度上昇を招くことがなく
、効率が良い。

しかも、制御電源供給回路は、負荷への給電路とは別に
設けたＬＣ直列共振回路から振動電流を取り込んで駆動
・制御回路へ供給する構成であるので、駆動・制御回路
へ電流を十分に供給することができる。

〔実施例■〕

この発明の第１の実施例を第１図および第２図に基づい
て説明する。このインバータＶｉ’ｌｌは、第１図に示
すように、駆動・制御回路ＤＲでスイッチング素子Ｑ　
＋　、　Ｑ　ｚをオンオフ駆動することにより、直流電
源Ｅの電圧をスイッチング素子Ｑ、、Ｑ。

で交流電圧に変換して負荷ＬＤ、に加えるようにしたイ
ンバータ装置において、交流電圧が加えられるＬＣ直列
共振回路ＫＹ、とこのＬＣ直列共振回路ＫＹ、の振動電
流を整流および平滑して駆動・制御回路ＤＲに制御電源
として供給する整流・平滑回路ＳＨ，からなる制御電源
供給回路Ａ４と、直流電源Ｅの電圧を起動時に駆動・制
御回路ＤＲに供給する起動回路ＳＴとを備えている。

この実施例の構成によれば、起動後において、スイッチ
ング素子Ｑ　１．　Ｑ　ｚによって得られる交流電圧が
ＬＣ直列共振回路ＫＹ、に加えられてＬＣ直列共振回路
ＫＹ、に振動ｉ流が流れる。そして、整流・平滑回路Ｓ
Ｈ，がＬＣ直列共振回路ＫＹの振動電流を整流および平
滑して駆動・制御回路ＤＲに制御電源として供給するこ
とになる。

以下、この第１の実施例を詳しく説明する。

第１の実施例のインバータ袋面は、直２Ｉｔ電＃Ｅと、
直流電源巳に接続されたスイッチング素子ＱＱ２の直列
回路と、各スイッチング素子Ｑ　＋　、　Ｑ　ｚを交互
に］−ンさせる駆動・制ｆ１１１回路ＤＲと、スイッチ
ング素子Ｑ１．Ｑ２の接続点と直流電［Ｅの負側との間
にとの間に接続されたインダクタンス素子１−１と共振
用のコンデンサＣ，と直流成分カット用のコンデンサＣ
２との直列回路と、共振用のコンデンサＣ１に並列接続
された負荷ＬＤ＋　と、起動回路ＳＴと、制御電源供給
回路Ａ４と、駆動・制御回路ＤＲとからなるものである
。

制ｊＴｊ電源供給回路Ａ４は、スイッチング素子Ｑ。

に並列に接続されたインダクタンス素子上２゜コンデン
サＣ１およびダイオードＤ２の直列回路と、ダイオード
Ｄ２に並列に接続されたダイオードＤ。

とコンデンサＣ０の直列回路と、コンデンサＣ０に並列
に接続された定電圧ダイオードＺＤ、とからなる。

この場合、ダイオードＤｔとこのダイオードＤ２に並列
接続されたダイオードＤ、およびコンデンサＣ０の直列
回路とからなる整流・平滑回路ＳＨ。

がインダクタンス素子Ｌ２およびコンデンサＣ３からな
る制御電源用のＬ　Ｃ直列共振回路ＫＹ、の振動電流か
ら制御電源を得るようになっている。

起動回路ＳＴは、例えば第１図に示すような構成である
。すなわち、直流電源Ｅに並列に抵抗Ｒ３止定電圧ダイ
オードＺＤ、の直列回路が接続されている。そして、Ｐ
ＮＰ型のトランジスタＱ、のベースが抵抗Ｒ３と定電圧
ダイオードＺＤｔの接続点にｔＵ　＞Ｘされ、トランジ
スタＱ、のコレクタと直流電源Ｅの正側との間に抵抗Ｒ
２が接続されていて、トランジスタＱ、のエミッタはダ
イオードＤ３を介してダイオードＤ、とコンデンサＣ０
の接続点に接続されている。

この起動回路ＳＴの動作は、商用電源等、直流電源Ｅの
発生のための交流入力の投入時にトランジスタＱ３が導
通するので、抵抗Ｒ１，トランジスタＱ、およびダイオ
ードＤ、を通じて駆動・制御回路ＤＲに制御電源が供給
され、駆動・制御回路ＤＲはスイッチング素子Ｑ、、Ｑ
、を交互にオン駆動する。これによって、インダクタン
ス素子り。

およびコンデンサｃｌからなる負荷用のＩ−Ｃ直列共振
回路には高周波電圧が印加され、負荷用のＬＣ直列共振
回路に振動電流が流れて、共振用のコンデンサＣ１に発
生する振動電圧によって負荷ＬＤ、が付勢される。

つぎに、この発明の特徴となっている制御電源供給回路
Ａ、の動作について詳しく説明する。起動後、スイッチ
ング素子Ｑ　＋　、　Ｑ　ｚは交互にオンとなる。そし
て、スイッチング素子Ｑ１がオンでスイッチング素子Ｑ
２がオフの時は、直流電源Ｅ　−インダクタンス素子上
２−コンデンサＣ□の経路により、ＬＣ直列共振回路Ｋ
Ｙ、に正弦波状の振動電流■１が流れる。また、スイッ
チング素子Ｑ１がオフでスイッチング素子Ｑ、がオンの
時は、コンデンサＣ１に充電されている電荷がインダク
タンス素子Ｌｔを通じて放電し、同様にＬＣ直列共振回
路ＫＹ、に振動電流■、が流れる。

以上のように、スイッチング素子Ｑ、のオン時およびス
イッチング素子Ｑ！のオン時の何れの場合にも、ＬＣ直
列共振回路ＫＹ、に振動？を流１が流れることになる。

そして、第１図に示すように、ダイオードＤＤ２を接続
することによって、振動電流■１が矢印の向きに流れる
場合にはダイオードＤＩが導通し、ダイオードＤ１を介
して振動電流■１がコンデンサＣ０を充電し、また駆動
・制御回路ＤＲによって消費される。このようにして、
電圧■。、電流ｒ０の制御御を源が得られることになる
。

また、振動電流！、が矢印の向きと逆向きに流れる場合
には、ダイオードＤ２が導通してインダクタンス素子Ｌ
２およびコンデンサＣ３による直列共振が持続し、この
とき、駆動・制御回路ＤＲへはコンデンサＣ０から制御
電源が供給される。

この場合、コンデンサＣ０の充電電荷が消費されるもの
の、コンデンサＣ０に充電されている電荷量が十分釜い
ため、支障なく電源供給することができる。この際、Ｌ
Ｃ直列共振回路ＫＹ、を流れる振動電流Ｉｔ　より制御
ｎ電源を得るようにしており、ＬＣ直列共振回路ＫＹ、
の回路定数を適切に設定することにより、駆動・制御回
路ＤＲへの印加電圧との整合をとることができ、限流抵
抗は設ける必要はなくなるので、制御電源供給回路Ａ４
における電力損失は皆無である。

なお、振動電流Ｉ、と負荷用のＬＣ直列共振回路に流れ
る電流（インダクタンス素子Ｌ１に流れる電流）ＩＬＩ
の合成電流がスイッチング素子ＱＱ２に流れることから
、スイッチング素子Ｑ　＋　、　Ｑ　！での電力損失を
低減させるためには、振動電流■。

はできるだけ小さい方が望ましい。したがって、制ｆｉ
ｌ電源用のＬＣ直列共振回回路　Ｙ　＋　の共振周波数
ｆ０は、第（２）式のように、スイッチング素子Ｑ１゜
Ｑ□のスイッチング周波数ｒｓｗよりかなり高く設定さ
れる。

また、駆動・制御回路ＤＲは、電力を消費する負荷、つ
まり抵抗骨であるので、振動電流■１は、実際には自由
振動を行いながら減衰していくことになる。

以上のようにして、起動後、ＬＣ直列共振回回路　Ｙ　
＋　の振動電流１１から制御電源を得ている。

そして、ＬＣ直列共振回路ＫＹ、の振動電流Ｉより得ら
れる制御電源の電圧Ｖ０を定電圧ダイオードＺＤｚのツ
ェナー電圧■、より高く設定しているので、起動後ダイ
オードＤ、には逆方向の電圧が加わり、トランジスタＱ
３は遮断し、起動回路ＳＴから駆動・制御回路ＤＲへの
電源供給はなくなる。したがって、起動の瞬間のみ、ト
ランジスタＱ、と抵抗Ｒ７に電力損失が生しるが、起動
後は起動回路ＳＴにおける電力損失は生しない。

なお、起動回路ＳＴについては、起動時のみ、駆動・制
御回路ＤＲに必要な制御電源を供給でき、かつ起動後は
制御電源の供給を停止できるものであれば、どのような
回路構成であってもよい。

第２図は、前記した第１図のインバータ装置の動作説明
のためのタイムチャートを示している。

同図（δ）はスイッチング素子Ｑ２の両端電圧、同図（
ｂｌはスイッチング素子Ｑ２に流れる電流ｌｏｔ、同図
ｔｅｌは負荷用のＬＣ直列共振回路に流れる振動電流（
インダクタンス素子Ｌ１に流れる電流Ｉ　Ｌｌ）、同図
＋ｄ＋は制御電源用のＬＣ直列共振回路ＫＹ、に流れる
振動電流ＩＩ、同図ｔｅｌは正弦波状に流れる負荷電流
である。

以上のように、この実施例においては、制御電源用のＬ
Ｃ直列共振回路ＫＹ、を設け、起動後にＬＣ直列共振回
路ＫＹ、の振動電流Ｉｔから制御電源を得る整流・平滑
回路ＳＨ，を設けているので、ＬＣ直列共振回回路　Ｙ
　＋　の回路定数を適切に設定することにより、駆動・
制御回路ＤＲに加える電圧と制御電源供給回路Ａ４への
入力電圧との整合を図ることができ、したがって電圧整
合用の変圧器や限流抵抗を不要にできる。この結果、軽
量で安価でかつ電力損失が少なくて制御電源供給回路Ａ
４の構成部品の温度上昇を招くことがなく、効率が良い
。

しかも、制？ｉｌ電源供給回路Ａ４は、負荷ＬＤへの給
電路とは別に設けたＬＣ直列共振回路ＫＹ。

から振動ＴＬ′ｆＬｌ＋を取り込んで駆動・制御回路Ｄ
Ｒへ供給する構成であるので、駆動・制御回路ＤＲへ電
流を十分に供給することができる。

〔実施例２〕 この発明の第２の実施例を第３図に基づいて説明する。

このインパーク装置は、第３図に示すように、直流電源
Ｅの正側とスイッチング素子ＱＱ２の接続点との間にと
の間にインダクタンス素子Ｌ１と共振用のコンデンサＣ
Ｉと直流成分カット用のコンデンサＣ！との直列回路を
接続した点が第１図の実施例との相違点で、その他は第
１図のものと同様である。

この実施例は第１の実施例と同様の効果を奏する。

〔実施例３〕 この発明の第３の実施例を第４図および第５図に基づい
て説明する。このインバータ装置は、第４図に示すよう
に、負荷Ｌ　Ｄ　ｚ　として放電ランプを用い、かつ負
荷用のＬＣ直列共振回路を構成するインダクタンス素子
し、を制御電源用のＬＣ直列共振回路ＫＹｔのインダク
タンス素子に兼用した実施例を示している。

第４図において、整流・平滑回路ＳＳは、商用電源、Ａ
　Ｃの電圧を整流・平滑して直流電源電圧を作成する。

この整流・平滑回路ＳＳの直流出力端には、トランジス
タからなるスイッチング素子Ｑ、。

Ｑ２の直列回路が接続されている。また、各スイッチン
グ素子Ｑ　１．　Ｑ　ｚのコレクタ・エミッタ間には、
それぞね、ダイオードＤ５．Ｄ’＋が逆並列接続されて
いる。スイッチング素子Ｑ２の両端には、直流成分カッ
ト用のコンデンサＣｔとインダクタンス素子り、　と負
荷ＬＤ、である放電ランプとの直列回路が接続されてい
る。さらに、負荷ＬＤ、であるｔ主ランプの両フィラメ
ントｆ、、（、の非電源側電極端子間に共振用のコンデ
ンサＣ３が接続されている。このコンデンサＣ１は、イ
ンダクタンス素子り、とで負荷用のＬ　Ｃ直列共振回路
を構成し、負荷ＬＤ、へ給電する。

コンデンサＣ３はインダクタンス素子り、とで制御ＴＬ
ｒｉ用のＬＣ直列共振回路ＫＹ、を構成し、コンデンサ
Ｃ３とダイオードＤ、の直列回路は、負荷［、Ｄｔであ
る放電ランプの電源側に接続され、ダイオードＤ２には
、ダイオードＤ１およびコンデンサＣ０の直列回路が並
列に接続され、これらが前記と同様に整流・平滑回路Ｓ
ＨＩ　を構成している。さらに、コンデンサＣ６と並列
に駆動・制御回路ＤＲおよびツェナーダイオードＺＤ、
が接続されている。上記のＬＣ直列共振回路ＫＹ２と整
流・平滑回Ｂ５Ｈ，とて制７７！Ｉ　７ｉ　＃供給回路
Ａ。

が構成される。

駆動・制御回路ＤＲの構成は第１図の回路と同様である
。また、起動回路ＳＴの構成も第１図と同様である。

以下、第４図の回路の動作を説明する。商用電源ＡＣが
投入されると、整流・平滑回路ＳＳにより整流・平滑さ
れた直流ｉ差電圧が得られる。起動回路ＳＴを通じて前
記直流電源電圧より駆動・制御回路ＤＲに電圧Ｖｏ、電
流１゜の制御電源が供給され、駆動・制御回路ＤＲによ
り、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ、であるトランジスタの
ベースには、交互にハイレベルとなる駆動信号が与えら
れ、スイッチング素子Ｑ＋、Ｑｚは交互にオンオフを繰
り返す。これにより、Ｘ点の電圧は矩形波状の電圧とな
り、この電圧はインダクタンス素子Ｌ１．コンデンサＣ
，によるｉ部用のＬＣ直列共振回路に印加され、負荷用
のＬＣ直列共振回路に振動電流が流れる。なお、上記の
直流成分カット用のコンデンサＣ２の容量は共振用のコ
ンデンサＣ２の容量に比べて十分大きく設定される。

また、制御電源用の［、Ｃ直列共振回路ＫＹ２にも同様
に、振動電流が流れる。

ここで、共振用のコンデンサＣ１に流れる振動電流をＩ
ｃ＋とじ、共振用のコンデンサＣ３に流れる振動電流を
１．とすると、振動電流１１は振動電流ｔｅｌに対し、
はぼ ■、ζ（Ｃ３／ＣＩ）　　・ＩＣＩ　　　　・・・・・
・（３）という関係になっており、コンデンサＣ３の容
量は、コンデンサＣ１の容量に比べて小さくなっており
、振動電＊　ｌ　＋　は振動電流ＩＣＩに比べて小さい
電流となっている。ゆえに、スイッチング素子Ｑ　１．
　Ｑ　ｚであるトランジスタの振動電流１１によるＩ農
夫は無視できる。

一方、共振用のインダクタンス素子り、に流れる電流Ｉ
ＬＩは、振動電流１１　と振動電流ＩＣＩとの合成電流
であり、 ＩＬＩ”　　［１”　　（Ｃｉ　　／ｃ＋　　）　　３
　　・　ＩＣＩ・・・・・・（４） で表される。

そして、第１図の実施例でも説明したとおり、振動電流
■、が矢印の向きに流れる場合（すなわち、電流＋１＋
が矢印の向きに流れる場合）に、ダイオードＤ、が導通
し、ダイオードＤ＋　を介して振動電流■１はコンデン
サＣ０を直流に充電し、また駆動・制御回路ＤＲによっ
て消費される。こうして電圧Ｖ０．電流１゜の制御電源
が得られる。

また、振動電流Ｉ、が矢印の向きと逆の向きに流れる場
合（すなわち、電流ＩＬＩが矢印と逆の向きに流れる場
合）には、ダイオードＤ２が導通し、インダクタンス素
子り、およびコンデンサＣ３による直列共振が持続し、
コンデンサＣ０が駆動制御回路ＤＲに対して制御電源を
供給することになる。このときには駆動・制御回路ＤＲ
でコンデンサＣ０の電荷が消費される。

この実施例の場合、第１図の実施例と同様に、ＬＣの直
列共振回路ＫＹ、の振動量−ｔＬ＋　＋　により電圧■
。、電’ＩＮ−１ｏの制御電源を得ているので、制御電
源供給回路Ａ、での電力を農夫は皆無である。

そして、前記制御電源供給回路Ａ、から駆動・制御回路
ＤＲに制ｉＸ［ｌ電源が供給されると同時に、起動回Ｉ
ｓＴからのｉｊ制御電源の供給は停止する。

この後、駆動信号の周波数を徐々に共振周波数に近づけ
ると、コンデンナＣ１には、振動電流が多く流れ、その
両端電圧が上昇し、負荷ＬＤ、である放電ランプが始動
・点灯する０点灯後も、点灯前と同様に第（３）式を満
たす振動電流１１が流れ、同様に振動量ｌＪ　Ｉにより
ダイオードＤ、を介して制ｔｎ電源が得られる。

第５図は第４図のインバータ装置の実施例における放電
ランプ（負荷ＬＤｔ）の点灯後における各部のタイムチ
ャートである。同図ｆａ＋はトランジスタからなるスイ
ッチング素子Ｑ、の両端電圧、同図ｉｂ）はスイッチン
グ素子Ｑ２に流れる電流とダイオードＤ、に流れる電流
とを合成した合成電流Ｉ８、同図ｔｅｌはインダクタン
ス素−Ｆ−＋−＋　に流れる振動電流１１、同図＋（１
１はコンデンサＣ１に流れる振動電流＋１　、同図（ｅ
ｌは正弦波状に流れる負荷電流である。

このような構成においては、’Ａ＠　Ｌ　Ｄ　ｚである
放電ランプの異常、例えば放電ランプの離脱による無負
荷時や放電ランプの寿命末期時の半波放電状態において
も、ＬＣ直列共振回路ＫＹ、に振動電流■１が流れてい
るので、駆動・制御回路ＤＲの制御電源を得ることがで
きるという効果もある。

さらに、交流入力変動によっても、振動電流１はあまり
変化しないので、交流入力電圧（商用電？ＩＩＸ電圧）
変動に対しても安定に動作させることができる。

以上のように、この実施例ζこおいては、負荷用のＬＣ
直列共振回路のインダクタンス素子り、を、制御電源用
のＬＣ直列共振回路を構成するインダクタンス素子に兼
用し、制御電源用のＬＣ直列共振回回路　Ｙ　ｔの振ｉ
ｌｌ電流１１から電圧■。、ｉｉ流Ｉ０の制御電源を得
る整流・平滑回路ＳＨ，を設けているので、前記第１お
よび第２の実施例より部品点数が少なくなり、簡単かつ
安価に構成できる。

その他の効果は、第１の実施例と同様である。

［実　施　例　４］ この発明の第４の実施例を第６図に基づいて説明する。

このインバータ装置は、第６図に示すように、直流電ａ
Ｅの正側とスイッチング素子Ｑ。

Ｑ２の接続点との間にとの間にインダクタンス素子Ｌｌ
と共振用のコンデンサＣ１と直流成分カット用のコンデ
ンサＣ２との直列回路を接続した点が第４図の実施例と
の相違点で、その他は第４図のものと同様である。

この実施例は第３の実施例と同様の効果を奏する。

〔実　施　例　５〕 この発明の第５の実施例を第７図に基づいて説明する。

この実施例は、この発明をハーフブリッジ型のインバー
タ装置に適用したものであり、制御電源供給回路Ａ、の
構成および動作は第４図の実施例で説明したのと同様で
ある。

第７図において、Ｃ６，Ｃ，はそれぞれコンデンサであ
り、その他の部品については、第１図および第４図にて
説明したものと同様の機能を有するので、同一符号を付
して説明を省略している。

この実施例は第１の実施例と同様の効果を奏する。

なお、この実施例では、負荷用のＬ　Ｃ直列共振回路を
構成するインダクタンス素子Ｌ１を制御電源用のＬＣ直
列共振回路ＫＹ、のインダクタンス素子に兼用していた
が、両インダクタンス素子を第１図の実施例のように個
別に設けてもよい。

さらに、インバータ装置の構成も、ハーフブリッジ型で
なく、フルブリッジ型であってもよい。

この場合、第７図におけるコンデンサＣ６，Ｃ？がスイ
ッチング素子に置き換わる。

また、インバータ装置は、Ｉ′ｒｉ型であってもよい。

〔実施例６〕 この発明の第６の実施例を第８図に基づいて説明する。

この実施例は、多数の放電ランプを並列点灯させる放電
灯点灯装置に適用したものである。

このインバータ装置は、インダクタンス素子Ｌ　ｌ　ｌ
および放電ランプからなる負荷ＬＤ、、の直列回路から
インダクタンス素子Ｌｌｎおよび放電ランプからなる負
荷ＬＤ、、、の直列回路までのｎ個の直列回路を並列に
接続し、この並列回路を直流成分カット用のコンデンサ
Ｃ２と直列に接続してスイッチング素子Ｑ、、Ｑｔの接
続点と直流電源Ｅの負側との間に接続している。また、
負荷ＬＤ、、〜ＬＤ、、である各放電ランプの非ＴｉＥ
側電極端子間にそれぞれ共振用のコンデンサＣ１１〜Ｃ
いを接続し、コンデンサＣＩ　ｌ〜Ｃ１，、にそれぞれ
共振用のコンデンサＣ３１およびダイオードＤ２１の直
列回路から共振用のコンデンサＣ３ｎおよびダイオード
ＤＬＭの直列回路までの各直列回路を並列に接続し、上
記各直列回路のコンデンサＣ３１””’　Ｃ１ｎとダイ
オードＤｆ、％Ｄ、、１の接続点にダイオードＤ　Ｉｌ
−Ｄいのアノードを１妾続し、ダイオードＤ、〜Ｄいの
カソードを共通接続してコンデンサＣ０に接続している
。その他は第４図のものと同様である。

この第８図の回路構成によれば、負荷ＬＤｘ〜ＬＤｌ、
、の着脱にかかわらず、すくなくとも１本が１妾袂され
ておれば、コンデンサＣ０が充電され、制ｊ１１　電源
を得ることができる。また、すべての負荷ＬＤｚ〜Ｌ　
Ｄ　Ｉ−が取り外された完全な無負荷状態になれば、ダ
イオードＤ、〜Ｄｌｎを通じての電源供給がなくなるた
め、駆動・制御回路ＤＲに対する制御Ｔ１．源が遮断さ
れ、発振動作が停止することになり、無負荷時の安全を
確保できる。

その他の効果は前記第１の実施例と同様である。

〔発　明　の　効　果〕

この発明のインバータ装置によれば、制御電源用のＬＣ
直列共振回路を設け、起動後にＬＣ直列共振回路の振動
電流から制御電源を得る整流・平滑回路を設けているの
で、ＬＣ直列共振回路の回路定数を適切に設定すること
により、駆動・制御回路に加える電圧と制御電源供給回
路への入力電圧との整合を図ることができ、したがって
電圧整合用の変圧器や限流抵抗を不要にできる。この結
果、軽量で安価でかつ電力損失が少なくて制御電源供給
回路の構成部品の温度上昇を招くことがなく、効率が良
い。

しかも、制御電源供給回路は、負荷への給電路とは別に
設けたＬ　Ｃ直列共振回路から振動電流を取り込んで駆
動・制御回路へ供給する構成であるので、駆動・制御回
路へ電流を十分に供給することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１の実施例の構成を示す回路図、
第２図は第１図のインバータ装置の各部のタイムチャー
ト、第３図はこの発明の第２の実施例の構成を示す回路
図、第４図はこの発明の第３の実施例の構成を示す回路
図、第５図は第４図のインバータ装置の各部のタイムチ
ャート、第６図はこの発明の第４の実施例の構成を示す
回路図、第７図はこの発明の第５の実施例の構成を示す
回路図、第８図はこの発明の第６の実施例の構成を示す
回路図、第９図は第１の従来例の構成を示す回路図、第
１０図は第９図のインバータ装置の各部のタイムチャー
ト、第１１図は第２の従来例の構成を示す回路図、第１
２図は第３の従来例の構成を示す回路図である。 Ｅ・・・直流電源、Ｑ　１．　Ｑ　２・・・スイッチン
グ素子、ＤＲ・・・駆動・制御回路、ＫＹ、・・・ＬＣ
直列共振回路、３８．・・・整流・平滑回路、Ａ４・・
・制御電源供給回路２、ＳＴ・・・起動回路 ＥＥ敷； 第 図 第 図 第 図 第１０ 図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. スイッチングによって直流電源の電圧を交流電圧に変換
   して負荷に加えるスイッチング素子と、このスイッチン
   グ素子をオンオフ駆動する駆動・制御回路と、前記交流
   電圧が加えられるＬＣ直列共振回路、およびこのＬＣ直
   列共振回路の振動電流を整流および平滑して前記駆動・
   制御回路に制御電源として供給する整流・平滑回路から
   なる制御電源供給回路と、前記直流電源の電圧を起動時
   に前記駆動・制御回路に供給する起動回路とを備えたイ
   ンバータ装置。