JPH0270267A - 並列形共振コンバータ - Google Patents
並列形共振コンバータInfo
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- JPH0270267A JPH0270267A JP22196288A JP22196288A JPH0270267A JP H0270267 A JPH0270267 A JP H0270267A JP 22196288 A JP22196288 A JP 22196288A JP 22196288 A JP22196288 A JP 22196288A JP H0270267 A JPH0270267 A JP H0270267A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はトランジスタ、 ＦＥＴ、ＧＴＯ，及びＩＧＢ
Ｔ等の自己消弧形スイッチ素子を用い負荷と共振用コン
デンサが並列接続された並列形共振コンバータに関する
。
Ｔ等の自己消弧形スイッチ素子を用い負荷と共振用コン
デンサが並列接続された並列形共振コンバータに関する
。
〔従来の技術および発明が解決すべき問題点〕従来、ト
ランリスタ、 ＦＥＴ、ＧＴＯ及びＩＧＢＴ等の自己消
弧形スイッチ素子を用いた共振形コンバータはサイリス
タのように転流失敗がないこと、スイッチ素子を流れる
電流が正弦半波でスイッチ損失がなく、かつ低ノイズで
ある等の利点で様々な分野に利用されている。
ランリスタ、 ＦＥＴ、ＧＴＯ及びＩＧＢＴ等の自己消
弧形スイッチ素子を用いた共振形コンバータはサイリス
タのように転流失敗がないこと、スイッチ素子を流れる
電流が正弦半波でスイッチ損失がなく、かつ低ノイズで
ある等の利点で様々な分野に利用されている。
しかしながらこのような共振形コンバータでは。
電源変動、負荷変動があっても、動作モードを常に共振
モードに保つため１回路の電流、電圧及びその位相等を
検出し、動作周波数を制御するのが常である。従って、
ｌｌｌＳ回路が複雑になり、出力電圧を下限まで制御
する場合には、動作周波数が可聴領域に及ぶこともある
。そのため逆並列ダイオードを有した自己消弧形スイッ
チ素子によりブリッジ回路を構成し、そのブリッジ回路
の交流端子間に共振用コンデンサと共振用インダクタン
スの直列回路を接続するとともにその共振用コンデンサ
の両端から整流手段を介して直流出方を取り出すように
した共振形コンバータにおいて、スイッチ素子のパルス
幅制御により出方を制御する方法が提案されている。
モードに保つため１回路の電流、電圧及びその位相等を
検出し、動作周波数を制御するのが常である。従って、
ｌｌｌＳ回路が複雑になり、出力電圧を下限まで制御
する場合には、動作周波数が可聴領域に及ぶこともある
。そのため逆並列ダイオードを有した自己消弧形スイッ
チ素子によりブリッジ回路を構成し、そのブリッジ回路
の交流端子間に共振用コンデンサと共振用インダクタン
スの直列回路を接続するとともにその共振用コンデンサ
の両端から整流手段を介して直流出方を取り出すように
した共振形コンバータにおいて、スイッチ素子のパルス
幅制御により出方を制御する方法が提案されている。
第１図は並列形共振コンバータ回路の接続図である。図
においてＥは直流電源、 Ｓｌ〜ｓ４は電源Ｅにまたが
ってブリッジ接続されたスイッチ素子。
においてＥは直流電源、 Ｓｌ〜ｓ４は電源Ｅにまたが
ってブリッジ接続されたスイッチ素子。
ＣＩは共振用コンデンサ、 Ｌｌは共振用インダクタン
ス、 ＬＳは図示されていないが出カドランスの励磁イ
ンダクタンスであり、共振用コンデンサｃ１に並列接続
される。Ｂはブリッジ整流回路、 Ｃ２はフィルタコン
デンサ、 ＲＬは負荷である。
ス、 ＬＳは図示されていないが出カドランスの励磁イ
ンダクタンスであり、共振用コンデンサｃ１に並列接続
される。Ｂはブリッジ整流回路、 Ｃ２はフィルタコン
デンサ、 ＲＬは負荷である。
このような回路において、従来はスイッチ素子３１〜Ｓ
４の駆動周波数「Ｓを共振用インダクタンスとコンデン
サとの共振周波数ｆｒに対し。
４の駆動周波数「Ｓを共振用インダクタンスとコンデン
サとの共振周波数ｆｒに対し。
ｆｓ＃ｆｒ〜０．６ｆｒに置くのが普通であった。
そしてスイッチ素子３１〜Ｓ４を第２図（１）〜（２）
に示すように周期をほぼ一定値Ｔとしてパルス幅Ｔ／２
で１８０度ずれて交互にオンさせ、ブリ、ジの交流出力
点Ｘ、Ｙ間に第２図（３）のような方形交流電圧Ｖｘｙ
を加える。このような状態で、負荷状態を変化させると
インバータの動作モードが大きく変化し、５ｌ−３４に
流れる順電流および逆電流が変化する。Ｌｌ、ＣＩの値
を適当に選定することによって。
に示すように周期をほぼ一定値Ｔとしてパルス幅Ｔ／２
で１８０度ずれて交互にオンさせ、ブリ、ジの交流出力
点Ｘ、Ｙ間に第２図（３）のような方形交流電圧Ｖｘｙ
を加える。このような状態で、負荷状態を変化させると
インバータの動作モードが大きく変化し、５ｌ−３４に
流れる順電流および逆電流が変化する。Ｌｌ、ＣＩの値
を適当に選定することによって。
５ｌ−５４に流れる電流を定格運転状態において第２図
（４）〜（５）に示すように電圧Ｖｘｙと同相でピーク
値１ｐのほぼ山形（スイッチ素子３１〜Ｓ４が閉じる時
、？ｌｉ流がほぼ０から立ち上がりスイッチ素子Ｓｌ〜
Ｓ４が開く時電流はぼ０になる特性）の順電流とし、か
つＣＩの電圧νｃＬすなわち等測的な出力電圧ｖＯを第
２図（６）に示すようにＥより高い値に上昇させること
ができる。尚、フィルタＣ２が充分に大きい場合、 Ｃ
Ｉの両端から見たブリッジＢとＣ２，ＲＬは電圧Ｖｏで
両極性の電池とみなすことができ ＣＩの電圧はＶｏで
クランプされる。このようにＬｌ、ＣＩを選定すること
により１重負荷状態ではＩｓｌ、ｒｓ３を例示すれば、
第２図（７）のようにＶｘｙに対し遅れ電流となり、出
力短絡では（８）のようにＶｘｙと９０度遅れた正負の
三角波となる。第２図（７） （８）において、負方向
の電流は各スイッチ素子の逆電丸すなわち電源に帰還す
る電流を示し、負荷が重いほど帰還電流が増加し、短絡
状態では、順電流と帰還電流のピーク［ｓｐがほぼ等し
くなって、電源からＬｌ、ＣＩの共振回路に供給された
電力が全て電源に帰還される。
（４）〜（５）に示すように電圧Ｖｘｙと同相でピーク
値１ｐのほぼ山形（スイッチ素子３１〜Ｓ４が閉じる時
、？ｌｉ流がほぼ０から立ち上がりスイッチ素子Ｓｌ〜
Ｓ４が開く時電流はぼ０になる特性）の順電流とし、か
つＣＩの電圧νｃＬすなわち等測的な出力電圧ｖＯを第
２図（６）に示すようにＥより高い値に上昇させること
ができる。尚、フィルタＣ２が充分に大きい場合、 Ｃ
Ｉの両端から見たブリッジＢとＣ２，ＲＬは電圧Ｖｏで
両極性の電池とみなすことができ ＣＩの電圧はＶｏで
クランプされる。このようにＬｌ、ＣＩを選定すること
により１重負荷状態ではＩｓｌ、ｒｓ３を例示すれば、
第２図（７）のようにＶｘｙに対し遅れ電流となり、出
力短絡では（８）のようにＶｘｙと９０度遅れた正負の
三角波となる。第２図（７） （８）において、負方向
の電流は各スイッチ素子の逆電丸すなわち電源に帰還す
る電流を示し、負荷が重いほど帰還電流が増加し、短絡
状態では、順電流と帰還電流のピーク［ｓｐがほぼ等し
くなって、電源からＬｌ、ＣＩの共振回路に供給された
電力が全て電源に帰還される。
しかしながら５ このようにｆｓ’；ｆｒ〜０．６ｆｒ
に選定した従来の方式では、＠負荷時に一方の並列ダイ
オードがオンしている最中に他方のスイッチ素子がオン
して、並列ダイオードが逆方向回復するまでリカバリ電
流が流れ、スイッチ素子には過大電流が流れ、ストレス
が加わる。第２図＋９１．Ｑｌの破線の波形は軽負荷時
のスイッチ素子の電流を示し、波形の前のひげ状の電流
がリカバリ電流である。
に選定した従来の方式では、＠負荷時に一方の並列ダイ
オードがオンしている最中に他方のスイッチ素子がオン
して、並列ダイオードが逆方向回復するまでリカバリ電
流が流れ、スイッチ素子には過大電流が流れ、ストレス
が加わる。第２図＋９１．Ｑｌの破線の波形は軽負荷時
のスイッチ素子の電流を示し、波形の前のひげ状の電流
がリカバリ電流である。
本発明では１以上のべた問題点を解決するため逆並列ダ
イオードを有した自己消弧形スイッチ素子によりブリフ
ジ回路を構成し、そのブリッジ回路の交流端子間に共振
用コンデンサと共振用インダクタンスの直列回路を接続
するとともにその共振用コンデンサの両端から整流手段
を介して直流出力を取り出すようにした並列形共振コン
バータにおいて。
イオードを有した自己消弧形スイッチ素子によりブリフ
ジ回路を構成し、そのブリッジ回路の交流端子間に共振
用コンデンサと共振用インダクタンスの直列回路を接続
するとともにその共振用コンデンサの両端から整流手段
を介して直流出力を取り出すようにした並列形共振コン
バータにおいて。
共振用コンデンサとインダクタンスの共振周波数ｆｒを
前記自己消弧形スイッチ素子の開閉駆動周波＠ｆｓに対
してｆｒ≧２ ｒｓとなるよう選定したことを特徴とす
る並列形共振コンバータを提案するものである。
前記自己消弧形スイッチ素子の開閉駆動周波＠ｆｓに対
してｆｒ≧２ ｒｓとなるよう選定したことを特徴とす
る並列形共振コンバータを提案するものである。
第１図は並列形共振コンバータ回路の接続図である０図
においてＥは直流電源、 ５１〜Ｓ４は電ＭＥにまたが
ってブリッジ接続されたスイッチ素子。
においてＥは直流電源、 ５１〜Ｓ４は電ＭＥにまたが
ってブリッジ接続されたスイッチ素子。
Ｃ１は共振用コンデンサ、 Ｌｌは共振用インダクタン
ス、 ＬＳは図示されていないが出カドランスの励磁イ
ンダクタンスであり、共振用コンデンサＣ１に並列接続
される。Ｂはブリッジ整流回路、 Ｃ２はフィルタコン
デンサ、 ＲＬは負荷である。
ス、 ＬＳは図示されていないが出カドランスの励磁イ
ンダクタンスであり、共振用コンデンサＣ１に並列接続
される。Ｂはブリッジ整流回路、 Ｃ２はフィルタコン
デンサ、 ＲＬは負荷である。
本発明においては、第２図＋４１．０ｍの実線で示すよ
うにコンバータの動作周波数を無負荷時の固有周波数の
半分以下にすればよい。そのためには］／２ ｔｔ 、
ｒＬＩＣ１＝ｆｒ≧２ｆｓを満足するＬｌ、ＣＩを選ぶ
。
うにコンバータの動作周波数を無負荷時の固有周波数の
半分以下にすればよい。そのためには］／２ ｔｔ 、
ｒＬＩＣ１＝ｆｒ≧２ｆｓを満足するＬｌ、ＣＩを選ぶ
。
この時の共振インダクタンスＬ１として例えばＬＬ＃０
．１１ Ｅ２Ｔ／Ｐｏとすれば。
．１１ Ｅ２Ｔ／Ｐｏとすれば。
電流波形は第２図＋４１． （５１に示すようにほぼ正
弦波形となり、また等価出力電圧は１．４Ｅ −１，５
Ｅとなる。
弦波形となり、また等価出力電圧は１．４Ｅ −１，５
Ｅとなる。
そして、Ｃ１はこのＬｌに対応して上記関係式によって
定める。このように決定された定数では無負荷時におい
ても、リカバリーモードは存在しない。
定める。このように決定された定数では無負荷時におい
ても、リカバリーモードは存在しない。
第３図は本発明の共振形コンバータをコンデンサの高電
圧充電器に適用した実施例を示す、Ｅは直流電源、 Ｑ
ｌ〜［１４は直流電源Ｅにまたがってブリ、／ジ接続さ
れたＰＥＴ、Ｉ）１〜Ｄ４は各ＦＥＴ、Ｑｌ〜口４に逆
並列接続されたダイオード１Ｃ１は共振用コンデンサ。
圧充電器に適用した実施例を示す、Ｅは直流電源、 Ｑ
ｌ〜［１４は直流電源Ｅにまたがってブリ、／ジ接続さ
れたＰＥＴ、Ｉ）１〜Ｄ４は各ＦＥＴ、Ｑｌ〜口４に逆
並列接続されたダイオード１Ｃ１は共振用コンデンサ。
Ｌｌは共振用インダクタンス、 ＴＩは昇圧トランス。
Ｃ−はこのＴ２の２次側に接続されたコツククロフト・
ウオルトン回路等の高電圧整流回路、 Ｃｏは充電すべ
きコンデンサである。
ウオルトン回路等の高電圧整流回路、 Ｃｏは充電すべ
きコンデンサである。
コンデンサＣｏの充電電圧を検出抵抗Ｒ１により検出し
、誤差増幅器＾１によって、基準電圧Ｖｒｅｆと比較し
て誤差信号を発生して、この誤差信号に対応して、ゲー
ト信号発生回路へ２において、各ＦＥＴのゲート信号Ｇ
１−Ｇ４を発生する。
、誤差増幅器＾１によって、基準電圧Ｖｒｅｆと比較し
て誤差信号を発生して、この誤差信号に対応して、ゲー
ト信号発生回路へ２において、各ＦＥＴのゲート信号Ｇ
１−Ｇ４を発生する。
ここで前記のようにＬｌ、ＣＩを選ぶと、このＦＥＴＱ
１〜Ｑ４の電流が山形となり、かつ電源電圧Ｅの時に、
トランスＴ１の１次入力電圧が１．５Ｅになる。
１〜Ｑ４の電流が山形となり、かつ電源電圧Ｅの時に、
トランスＴ１の１次入力電圧が１．５Ｅになる。
このような構成において、充電開始命令がくると、充電
電圧Ｖｒｅｆに達するまでは、誤差増幅器はＦＥＴ、Ｑ
ｌ〜ｑ４が最大パルス幅、約Ｔ／２をオンするようゲー
ト信号６１〜Ｇ４を加える。するとコンデンサＣｏは最
初は負荷短絡と等価なのでこのコンバータは１次換算出
力電流として、 ｌ５＝ＥＴ／８Ｌ１の出力電流を供給
する。ここでＩｏ＝ Ｐｏ／１．５ＥとすればＩｓ＝
ＥＴ／８Ｌ１＝ ＥＴ／８Ｘ Ｏ，１１Ｅ”÷Ｐｏ＝
Ｐｏ１０．８８Ｅよって、 Ｉｓ／ｉｏ ＝ １．７ 従って、約１．７１ｏの出力電流を供給する。この電流
は第４図の如くコンデンサＣｏの充電に従って減少し、
充電電圧がＶｏになると定格電流１ｏの定格運転状態に
なる。充電電圧がＶｏに達すると誤差増幅器はゲート信
号を停止し、充電を止める。この充電時間Ｌｃは通常の
定電流１ｏにより充電時間ｔＣより短くできる。実際に
はコンデンサＧｏの電圧は回路の寄生的な電流により低
下するので、この分を若干補充電しなければならない。
電圧Ｖｒｅｆに達するまでは、誤差増幅器はＦＥＴ、Ｑ
ｌ〜ｑ４が最大パルス幅、約Ｔ／２をオンするようゲー
ト信号６１〜Ｇ４を加える。するとコンデンサＣｏは最
初は負荷短絡と等価なのでこのコンバータは１次換算出
力電流として、 ｌ５＝ＥＴ／８Ｌ１の出力電流を供給
する。ここでＩｏ＝ Ｐｏ／１．５ＥとすればＩｓ＝
ＥＴ／８Ｌ１＝ ＥＴ／８Ｘ Ｏ，１１Ｅ”÷Ｐｏ＝
Ｐｏ１０．８８Ｅよって、 Ｉｓ／ｉｏ ＝ １．７ 従って、約１．７１ｏの出力電流を供給する。この電流
は第４図の如くコンデンサＣｏの充電に従って減少し、
充電電圧がＶｏになると定格電流１ｏの定格運転状態に
なる。充電電圧がＶｏに達すると誤差増幅器はゲート信
号を停止し、充電を止める。この充電時間Ｌｃは通常の
定電流１ｏにより充電時間ｔＣより短くできる。実際に
はコンデンサＧｏの電圧は回路の寄生的な電流により低
下するので、この分を若干補充電しなければならない。
以後はコンデンサＣｏの自然放電を補充するためコンバ
ータは軽負荷運転となる。この時本発明によればリカバ
リ電流が生じないで、第２図＋９） （ＩＩに示すよう
に正弦波共振電流なので、スイッチングロスやノイズを
生じない。
ータは軽負荷運転となる。この時本発明によればリカバ
リ電流が生じないで、第２図＋９） （ＩＩに示すよう
に正弦波共振電流なので、スイッチングロスやノイズを
生じない。
以上、実施例ではブリフジ回路について説明してきたが
１例えば第１図におけるスイッチ素子ｓ１とＳ４をコン
デンサに置き換えることによりハーフブリッジ形に実施
できる。尚、実際にはトランスの励磁インダクタンスに
より共振コンデンサｃ１は上記計算値より大きくするの
が普通である。またＣＩの一部又は全部にトランス２次
巻線の分布容量を利用することができる。
１例えば第１図におけるスイッチ素子ｓ１とＳ４をコン
デンサに置き換えることによりハーフブリッジ形に実施
できる。尚、実際にはトランスの励磁インダクタンスに
より共振コンデンサｃ１は上記計算値より大きくするの
が普通である。またＣＩの一部又は全部にトランス２次
巻線の分布容量を利用することができる。
本発明は以上述べたような特徴を有していて。
無負荷時のりカバリモードがないので、スイッチ素子の
過大電流防止のための回路部品が不要となり、コンデン
サ充電器あるいは進行波管のように無負荷運転の多い装
置に用いて安全で経済的である。
過大電流防止のための回路部品が不要となり、コンデン
サ充電器あるいは進行波管のように無負荷運転の多い装
置に用いて安全で経済的である。
第１図は本発明に係る共振形コンバータ回路の原理図を
示し、第２図は第１図に示す回路の動作を説明するため
の各部の波形図を示し、第３図は本発明の共振形コンバ
ータをコンデンサの高電圧充電器に通用した実施例を示
し、第４図は第３図に示す回路のコンデンサＣｏに流れ
る電流波形を示す。 Ｅ・・・直流電源 Ｂ・・・ブリッジ整流回路
Ｓ１〜Ｓ４・・・スイッチ素子 ＣＩ・・・共振用コン
デンサＬｌ・・・共振用インダクタンス ＲＬ・・・負
荷Ｃ２・・・フィルタコンデンサ Ｑｌ〜Ｑ４・・・Ｆ
ＥＴＤＩ−０４・・・ダイオード Ｔ１・・・昇圧トラ
ンスＣ＋＋・・・高電圧整流回路 Ｃｏ・・・コンデン
サＲ１・・・検出抵抗 Ｖｒｅｆ・・・基準電圧Ａｔ
・・・誤差増幅器 ＾２・・・ゲート信号発生回路６１
〜Ｇ４・・・ゲート信号 特許出願人 オリジン電気株式会社
示し、第２図は第１図に示す回路の動作を説明するため
の各部の波形図を示し、第３図は本発明の共振形コンバ
ータをコンデンサの高電圧充電器に通用した実施例を示
し、第４図は第３図に示す回路のコンデンサＣｏに流れ
る電流波形を示す。 Ｅ・・・直流電源 Ｂ・・・ブリッジ整流回路
Ｓ１〜Ｓ４・・・スイッチ素子 ＣＩ・・・共振用コン
デンサＬｌ・・・共振用インダクタンス ＲＬ・・・負
荷Ｃ２・・・フィルタコンデンサ Ｑｌ〜Ｑ４・・・Ｆ
ＥＴＤＩ−０４・・・ダイオード Ｔ１・・・昇圧トラ
ンスＣ＋＋・・・高電圧整流回路 Ｃｏ・・・コンデン
サＲ１・・・検出抵抗 Ｖｒｅｆ・・・基準電圧Ａｔ
・・・誤差増幅器 ＾２・・・ゲート信号発生回路６１
〜Ｇ４・・・ゲート信号 特許出願人 オリジン電気株式会社
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 逆並列ダイオードを有した自己消弧形スイッチ素子によ
りブリッジ回路を構成し、そのブリッジ回路の交流端子
間に共振用コンデンサと共振用インダクタンスの直列回
路を接続するとともにその共振用コンデンサの両端から
整流手段を介して直流出力を取り出すようにした並列形
共振コンバータにおいて、 共振用コンデンサとインダクタンスの共振周波数ｆｒを
前記自己消弧形スイッチ素子の開閉駆動周波数ｆｓに対
してｆｒ≧２ｆｓとなるよう選定したことを特徴とする
並列形共振コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63221962A JPH0648904B2 (ja) | 1988-09-05 | 1988-09-05 | 並列形共振コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63221962A JPH0648904B2 (ja) | 1988-09-05 | 1988-09-05 | 並列形共振コンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0270267A true JPH0270267A (ja) | 1990-03-09 |
| JPH0648904B2 JPH0648904B2 (ja) | 1994-06-22 |
Family
ID=16774887
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63221962A Expired - Fee Related JPH0648904B2 (ja) | 1988-09-05 | 1988-09-05 | 並列形共振コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0648904B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1267476A3 (de) * | 2001-06-13 | 2004-07-07 | Philips Intellectual Property & Standards GmbH | Spannungswandler |
| JP2017204995A (ja) * | 2016-05-13 | 2017-11-16 | 独立行政法人国立高等専門学校機構 | 充電装置、衝撃波発生装置及び充電方法 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7489526B2 (en) * | 2004-08-20 | 2009-02-10 | Analog Devices, Inc. | Power and information signal transfer using micro-transformers |
-
1988
- 1988-09-05 JP JP63221962A patent/JPH0648904B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1267476A3 (de) * | 2001-06-13 | 2004-07-07 | Philips Intellectual Property & Standards GmbH | Spannungswandler |
| JP2017204995A (ja) * | 2016-05-13 | 2017-11-16 | 独立行政法人国立高等専門学校機構 | 充電装置、衝撃波発生装置及び充電方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0648904B2 (ja) | 1994-06-22 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |