JPH0270286A - 可変速ａｃ駆動装置および作動方法 - Google Patents
可変速ａｃ駆動装置および作動方法Info
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- JPH0270286A JPH0270286A JP1019411A JP1941189A JPH0270286A JP H0270286 A JPH0270286 A JP H0270286A JP 1019411 A JP1019411 A JP 1019411A JP 1941189 A JP1941189 A JP 1941189A JP H0270286 A JPH0270286 A JP H0270286A
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- windings
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P1/00—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters
- H02P1/16—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters
- H02P1/46—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters for starting an individual synchronous motor
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（分野）
本発明は同期モータのための負荷転流インバータ方式Ａ
Ｃ駆動システム、特に、始動および低速時トルク脈動の
発生を回避するため、負荷転流モードで１２パルス動作
する回路トポロジーおよび新規のパルスＤＣ電流作動方
式を用いる負荷転流インバータＡＣ駆動システムに係わ
る。
Ｃ駆動システム、特に、始動および低速時トルク脈動の
発生を回避するため、負荷転流モードで１２パルス動作
する回路トポロジーおよび新規のパルスＤＣ電流作動方
式を用いる負荷転流インバータＡＣ駆動システムに係わ
る。
（背景）
既存の６パルスＡＣ駆動システムはＤＣリンクを介して
モータ側インバータに給電するライン側コンバータを含
み、モータに可変周波数ＡＣ電力を供給するインバータ
はモータの電磁力（ＥＭＦ）を利用することによってそ
のサイリスタ・スイッチを切り換える負荷転流方式（Ｉ
ｃ：Ｉ）である、このような動作に必要なモータは同期
モータである。しかしながら、停止時および低速回転時
にはモータの電磁力だけでインバータ畳サイリスタを転
流させることは不可能であり、他の手段を利用しなけれ
ばならない。現在の方式はＤＣリンク電流を低速時に脈
動させる。電流パルスがゼロ値に停まる周期中イン八−
タ番サイリスタは導通状態から回復する０次に導通すべ
きサイリスタが導通し、次のＤＣ電流パルスを導通させ
る。 ｒ３ｃ電流パルスはライン側コンバータによって
整形され、はぼ方形となるこのような動作はモータ中に
モータ周波数の８に倍に相当する不都合なトルク脈動を
発生させる（Ｋ＝１，２，３．、、、、、） 、パルス
幅は電気角でｅｏ” 、従って、ＤＣハルス信号の繰返
しレートは所要のモータ周波数「にの６倍となる。
モータ側インバータに給電するライン側コンバータを含
み、モータに可変周波数ＡＣ電力を供給するインバータ
はモータの電磁力（ＥＭＦ）を利用することによってそ
のサイリスタ・スイッチを切り換える負荷転流方式（Ｉ
ｃ：Ｉ）である、このような動作に必要なモータは同期
モータである。しかしながら、停止時および低速回転時
にはモータの電磁力だけでインバータ畳サイリスタを転
流させることは不可能であり、他の手段を利用しなけれ
ばならない。現在の方式はＤＣリンク電流を低速時に脈
動させる。電流パルスがゼロ値に停まる周期中イン八−
タ番サイリスタは導通状態から回復する０次に導通すべ
きサイリスタが導通し、次のＤＣ電流パルスを導通させ
る。 ｒ３ｃ電流パルスはライン側コンバータによって
整形され、はぼ方形となるこのような動作はモータ中に
モータ周波数の８に倍に相当する不都合なトルク脈動を
発生させる（Ｋ＝１，２，３．、、、、、） 、パルス
幅は電気角でｅｏ” 、従って、ＤＣハルス信号の繰返
しレートは所要のモータ周波数「にの６倍となる。
米国特許環４．０８４．２２０号はＬＣｒＣｒ方式型Ｃ
駆動システムける低速時のトルク脈動を軽減する方法を
開示している。ここでは１本のＤＣリンクを介して１個
のライン側コンバータと１個のモータ側コンバータを接
続する代りに、２つのＤＣループを形成するように構成
されたそれぞれ２個ずつのライン側およびモータ側コン
バータを利用する。ライン側コンバータによってこれら
のループに強制入力されるパルス電流は正弦セグメント
から成りモータ巻線において合成されて純粋な正弦電流
となる。この特許の場合、パルス繰返しレートは３ｆに
である。
駆動システムける低速時のトルク脈動を軽減する方法を
開示している。ここでは１本のＤＣリンクを介して１個
のライン側コンバータと１個のモータ側コンバータを接
続する代りに、２つのＤＣループを形成するように構成
されたそれぞれ２個ずつのライン側およびモータ側コン
バータを利用する。ライン側コンバータによってこれら
のループに強制入力されるパルス電流は正弦セグメント
から成りモータ巻線において合成されて純粋な正弦電流
となる。この特許の場合、パルス繰返しレートは３ｆに
である。
米国特許環４，０８４，２２０号の方式では、理論上低
速においてト）レフ脈動が発生すること１士ないがシス
テムが負荷転流モードで動作する高速時には、歪みのな
いパルスＤＣ電流動作を得るのには１２パルス方式の電
力エレクトロニクス◆ハードウェアが必要であるにも拘
らず、動作が従来の６パルス・モードに戻り、その結果
、６に程度のトルク脈動が発生する（即ち、Ｋ＝１，２
，３．、、とじてモータ周波数の６に倍に相当するトル
ク脈動が発生する〕。
速においてト）レフ脈動が発生すること１士ないがシス
テムが負荷転流モードで動作する高速時には、歪みのな
いパルスＤＣ電流動作を得るのには１２パルス方式の電
力エレクトロニクス◆ハードウェアが必要であるにも拘
らず、動作が従来の６パルス・モードに戻り、その結果
、６に程度のトルク脈動が発生する（即ち、Ｋ＝１，２
，３．、、とじてモータ周波数の６に倍に相当するトル
ク脈動が発生する〕。
そこで２ＭｉのＬＣＩを設けることで低速時の望ましい
性能が得られるが、多くの場合トルク脈動の軽減も望ま
れる高速時にはこのように複雑さを増すことで得られる
利益は全くない。
性能が得られるが、多くの場合トルク脈動の軽減も望ま
れる高速時にはこのように複雑さを増すことで得られる
利益は全くない。
同期モータの２組の３相星形接続固定子巻線は互いに３
０°だけずれており、別々のインｆく一タ・ブリウジに
よって給電される。このシステムはインバータに一定の
ＤＣ電流を供給して、線転流モードで１２パルス動作す
ると、トルク脈動は６パルス・システムの場合に比較し
て軽減される。しかし、上記６バルス・システムと同様
に、静止および低速時にはほぼ方形のＤＣパルスがイン
バータに供給されてサイリスタを転流させる。これによ
リモータ起磁力（ＭＭＦ）中の調波成分は６バルス・シ
ステムの場合よりも軽減されるが、不都合な低速時のト
ルク脈動は依然として存在する。
０°だけずれており、別々のインｆく一タ・ブリウジに
よって給電される。このシステムはインバータに一定の
ＤＣ電流を供給して、線転流モードで１２パルス動作す
ると、トルク脈動は６パルス・システムの場合に比較し
て軽減される。しかし、上記６バルス・システムと同様
に、静止および低速時にはほぼ方形のＤＣパルスがイン
バータに供給されてサイリスタを転流させる。これによ
リモータ起磁力（ＭＭＦ）中の調波成分は６バルス・シ
ステムの場合よりも軽減されるが、不都合な低速時のト
ルク脈動は依然として存在する。
そこで、本発明の主要目的は全モータ速度範囲に亘って
トルク脈動を軽減するＡＣ駆動システムおよびその作動
方法を提供することにある。
トルク脈動を軽減するＡＣ駆動システムおよびその作動
方法を提供することにある。
本発明では、静止および低速時においてトルク脈動を完
全に除去する作動方法が提供される。
全に除去する作動方法が提供される。
本発明ではさらに、現在可能な限界とされているモータ
周波数よりも高いモータ周波数までトルク脈動とこれに
伴なう機械的振動および音響ノイズを完全に除去する作
動方法が提供される。
周波数よりも高いモータ周波数までトルク脈動とこれに
伴なう機械的振動および音響ノイズを完全に除去する作
動方法が提供される。
（要約）
上記およびその他の目的は、可変速ＡＣ駆動システムが
角度変位させた複数組の多相巻線を有する同期モータと
、各組の多相巻線に接続する多相インバータ舎ブリッジ
回路と、インバータ・ブリッジ回路にＤＣ電流を供給す
る手段と、前記ＤＣ電流から、複数組の多相モータ巻線
中に位相ずれした多相ＡＣ電流を発生させるようにイン
バータ・ブリッジ回路を作動させる手段を含む本発明に
よって構成される。複数組の多相モータ巻線から発生さ
れる成分起磁力が合成されて調波の少ない、従って、ト
ルク脈動の少ない起磁力（ＭＭＦ）が発生する各インへ
−タへのＤＣ電流は、複数組の多相ＡＣ電源電圧の１つ
からコンへ−夕が発生し、ＤＣリンクを介してインバー
タに供給される。複数組の多相ＡＣ電源電圧は角度変位
させた複数の多相巻線を有するＡＣ発？ｔｆｉによって
発生させることができるこれに代わる方法として、位相
ずれした複数組の多相電圧を発生させる多重２次巻線を
有する変圧器により単一の多相電源から複数組の多相Ａ
Ｉ［ａ電圧を発生させることもできる１例えば、１次巻
線と、三角およびＹ字接続２次巻線を備える変圧器は３
０°ずれた２組の３相ＡＣ電圧を発生させることができ
る。実際にはＡＣ電源が同数組の多相巻線を備える必要
はなく、コンバータに１組だけの多相電圧を供給するこ
とさえ可能である。しかしながら、複数組の多相電源電
圧はＡＣ発電機中により円滑な起磁力を発生させる。あ
るいは、変圧器の１次ＡＣ線電流の高調波歪みが軽減さ
れる。
角度変位させた複数組の多相巻線を有する同期モータと
、各組の多相巻線に接続する多相インバータ舎ブリッジ
回路と、インバータ・ブリッジ回路にＤＣ電流を供給す
る手段と、前記ＤＣ電流から、複数組の多相モータ巻線
中に位相ずれした多相ＡＣ電流を発生させるようにイン
バータ・ブリッジ回路を作動させる手段を含む本発明に
よって構成される。複数組の多相モータ巻線から発生さ
れる成分起磁力が合成されて調波の少ない、従って、ト
ルク脈動の少ない起磁力（ＭＭＦ）が発生する各インへ
−タへのＤＣ電流は、複数組の多相ＡＣ電源電圧の１つ
からコンへ−夕が発生し、ＤＣリンクを介してインバー
タに供給される。複数組の多相ＡＣ電源電圧は角度変位
させた複数の多相巻線を有するＡＣ発？ｔｆｉによって
発生させることができるこれに代わる方法として、位相
ずれした複数組の多相電圧を発生させる多重２次巻線を
有する変圧器により単一の多相電源から複数組の多相Ａ
Ｉ［ａ電圧を発生させることもできる１例えば、１次巻
線と、三角およびＹ字接続２次巻線を備える変圧器は３
０°ずれた２組の３相ＡＣ電圧を発生させることができ
る。実際にはＡＣ電源が同数組の多相巻線を備える必要
はなく、コンバータに１組だけの多相電圧を供給するこ
とさえ可能である。しかしながら、複数組の多相電源電
圧はＡＣ発電機中により円滑な起磁力を発生させる。あ
るいは、変圧器の１次ＡＣ線電流の高調波歪みが軽減さ
れる。
高いモータ速度において、コンバータはインバータに供
給されるほぼ一定のＤＣリンク電流を発生させるように
制御される。インバータに含まれる例えばサイリスタの
ような制御整流器が周期的に点弧され、負荷転流されて
、互いに角度変位した複数組のモータ巻線中にほぼ方形
に整形されたＡＣ電流が発生する。システムが２つの３
相インバータから給電される２組の３組固定巻線を備え
る同期モータを含む本発明の好ましい実施態様では１２
ハルス動作が得られ、これによってモータ起磁力（ＭＭ
Ｆ）中の調波が著しく軽減される。
給されるほぼ一定のＤＣリンク電流を発生させるように
制御される。インバータに含まれる例えばサイリスタの
ような制御整流器が周期的に点弧され、負荷転流されて
、互いに角度変位した複数組のモータ巻線中にほぼ方形
に整形されたＡＣ電流が発生する。システムが２つの３
相インバータから給電される２組の３組固定巻線を備え
る同期モータを含む本発明の好ましい実施態様では１２
ハルス動作が得られ、これによってモータ起磁力（ＭＭ
Ｆ）中の調波が著しく軽減される。
静止状態および低速時にパルスＤＣ電流がインバータに
供給されるが、このパルスＤＣ電流はライン側コンバー
タによって整形されている。パルスは正弦セグメントか
ら成る。インバータがこの正弦セグメントＤＣ電流の一
部を複数組のモータ巻線のそれぞれの巻線対に供給する
ことにより、一定大きさの回転モータ起磁力（ＭＭＦ）
を生ずるような位相関係のＡＣ電流が発生する。このよ
うなパルス動作によりモータ起磁力（ＭＭＦ）中の調波
が、従って、トルク脈動が完全に除去される。
供給されるが、このパルスＤＣ電流はライン側コンバー
タによって整形されている。パルスは正弦セグメントか
ら成る。インバータがこの正弦セグメントＤＣ電流の一
部を複数組のモータ巻線のそれぞれの巻線対に供給する
ことにより、一定大きさの回転モータ起磁力（ＭＭＦ）
を生ずるような位相関係のＡＣ電流が発生する。このよ
うなパルス動作によりモータ起磁力（ＭＭＦ）中の調波
が、従って、トルク脈動が完全に除去される。
２組の３組モータ巻線、インへ−タ、ＤＣリンク、およ
びライン側コンバータを有する本発明のＡＣ駆動システ
ムでは、選択し得る好ましいバルク動作態様が２通りあ
る。第１のパルス・モードでは、各組の３相巻線のうち
、互いに直角位相関係の正弦成分起磁力（ＭＭＦｓ）を
発生させる１対の巻線に前記パルスＤＣ電流を供給する
ようにインバータを作動させる。その結果書られるモー
タ起磁力（ＸにＦ）は一定大きさの回転起磁力（Ｍ１４
Ｆ）である、このモードでは各組の３組モータ巻線中、
２つの巻線だけが使用される。パルスＤＣリンク電流の
繰返しレートは基本モータ巻線群の２倍である。
びライン側コンバータを有する本発明のＡＣ駆動システ
ムでは、選択し得る好ましいバルク動作態様が２通りあ
る。第１のパルス・モードでは、各組の３相巻線のうち
、互いに直角位相関係の正弦成分起磁力（ＭＭＦｓ）を
発生させる１対の巻線に前記パルスＤＣ電流を供給する
ようにインバータを作動させる。その結果書られるモー
タ起磁力（ＸにＦ）は一定大きさの回転起磁力（Ｍ１４
Ｆ）である、このモードでは各組の３組モータ巻線中、
２つの巻線だけが使用される。パルスＤＣリンク電流の
繰返しレートは基本モータ巻線群の２倍である。
第２のパルス・モードでは、ＤＣリンク中に発生する正
弦セグメントＤＣパルス電流は１５０°の電気角だけず
れており、２組の３組モータ巻線中、互いに１５０°変
位した成分起磁力を発生させる巻線対に前記ＤＣ電流パ
ルスを印加するようにインバータを作動させる。 ｒＪ
ｃパルスは結果として発生する回転起磁力（ＭＭＦ）が
ここでも一定の大きさとなるように整形される。この動
作モードでは、モータ巻線を全部利用するが、各組の３
相巻線中、−度に使用されるのは１対の巻線だけである
。 ＤＣパルスＴＬ流の緑返しレートは基本モータ周波
数の１゜２倍である。従って、本発明を利用することに
より、パルス繰返しレートが基本モータ周波数の３倍で
ある公知技術の限界速度以上のモータ速度において調波
のないモータ起磁力を発生させることができる。
弦セグメントＤＣパルス電流は１５０°の電気角だけず
れており、２組の３組モータ巻線中、互いに１５０°変
位した成分起磁力を発生させる巻線対に前記ＤＣ電流パ
ルスを印加するようにインバータを作動させる。 ｒＪ
ｃパルスは結果として発生する回転起磁力（ＭＭＦ）が
ここでも一定の大きさとなるように整形される。この動
作モードでは、モータ巻線を全部利用するが、各組の３
相巻線中、−度に使用されるのは１対の巻線だけである
。 ＤＣパルスＴＬ流の緑返しレートは基本モータ周波
数の１゜２倍である。従って、本発明を利用することに
より、パルス繰返しレートが基本モータ周波数の３倍で
ある公知技術の限界速度以上のモータ速度において調波
のないモータ起磁力を発生させることができる。
以 下 余 白
本発明は可変速ＡＣ駆動装置だけでなく、その作動方法
にも係わる。
にも係わる。
本発明の詳細な内容は添付図面に沿って述べる好ましい
実施例に関する以下の説明から明らかになるであろう。
実施例に関する以下の説明から明らかになるであろう。
（好ましい実施例）
本発明は、適当なパルス整形方式を採用すればトルク脈
動を発生させることなく、かつＬＣＩモードの１２パル
ス動作で得られる利益を犠牲にすることもなく、低速時
にパルスＤＣ電流でＡＣ駆動システムを１２パルス作動
させることができるとの所見に基ずく。
動を発生させることなく、かつＬＣＩモードの１２パル
ス動作で得られる利益を犠牲にすることもなく、低速時
にパルスＤＣ電流でＡＣ駆動システムを１２パルス作動
させることができるとの所見に基ずく。
ＡＣ駆動システムｌの基本構成を第１図に示す、同期モ
ータ２は２組の３組固定子巻線３．４を有し、巻線群３
に属する巻！！Ａ、 Ｂ、 Ｃが巻線群４に属する巻線
Ｘ、 Ｙ、 Ｚより３０°ずつ先行する。２組のモータ
固定子巻線３．４はそれぞれ別々の３相負荷転流インバ
ータ５．６によって給電される。各インバータ５，６は
連携のモータ巻線群の各相と接続する正および負のバン
クを形成するように配列されたサイリスタ対を有する制
御整流ブリッジ回路から成る。負荷需要が許すなら、サ
イライトロンやイブニトロンのような別タイプの制御整
流器を使用してもよい。
ータ２は２組の３組固定子巻線３．４を有し、巻線群３
に属する巻！！Ａ、 Ｂ、 Ｃが巻線群４に属する巻線
Ｘ、 Ｙ、 Ｚより３０°ずつ先行する。２組のモータ
固定子巻線３．４はそれぞれ別々の３相負荷転流インバ
ータ５．６によって給電される。各インバータ５，６は
連携のモータ巻線群の各相と接続する正および負のバン
クを形成するように配列されたサイリスタ対を有する制
御整流ブリッジ回路から成る。負荷需要が許すなら、サ
イライトロンやイブニトロンのような別タイプの制御整
流器を使用してもよい。
電流はそれぞれＤＣリンク７．８を介して電源３からイ
ンバータ５，６ に供給される。
ンバータ５，６ に供給される。
ＤＣリンク７．８はライン側コンへ−タ１０，１１ニよ
ってそれぞれ給電される。各ライン側コンバータは３粗
制御整流ブリッジ回路から成る。コン／へ一タ１０．１
１は３相電圧を供給され、コンバータ１０に供給される
電圧はコンへ−夕１１に供給される電圧よりも３０”だ
け進相する。第１図の％動システムにおいて、第１組の
３相巻線１３が第２組の３相巻線１４よりも３０°先行
する発電機１２からコンバータ１０．１１に２つの３相
スタガー電圧が供給されるこの発電機１２はタービンま
たはその他の原動機によって駆動すればよい０発電機１
２から供給されるスタガー３相電圧はコンバータ１０．
１１によってＤＣに変換される。その結果得られる２つ
のＤＣ電流はＤＣリンク７．８．を介してそれぞれイン
バータ５゜Ｂ中を流れる。ＤＣリンク中のりアクタ＝１
６はＤＣリンク電流中のリップルを軽減する。
ってそれぞれ給電される。各ライン側コンバータは３粗
制御整流ブリッジ回路から成る。コン／へ一タ１０．１
１は３相電圧を供給され、コンバータ１０に供給される
電圧はコンへ−夕１１に供給される電圧よりも３０”だ
け進相する。第１図の％動システムにおいて、第１組の
３相巻線１３が第２組の３相巻線１４よりも３０°先行
する発電機１２からコンバータ１０．１１に２つの３相
スタガー電圧が供給されるこの発電機１２はタービンま
たはその他の原動機によって駆動すればよい０発電機１
２から供給されるスタガー３相電圧はコンバータ１０．
１１によってＤＣに変換される。その結果得られる２つ
のＤＣ電流はＤＣリンク７．８．を介してそれぞれイン
バータ５゜Ｂ中を流れる。ＤＣリンク中のりアクタ＝１
６はＤＣリンク電流中のリップルを軽減する。
これに代わる方式として３相１次巻線１８と、両者間に
３０°の位相ずれがある２つの３相電源電圧を発生させ
る三角／Ｙ″４−接続された複式２次巻線１９、２０を
有する第２図に図示の変圧器１７によってコンバータ１
０．１１にスタガー３相電源電圧を供給することができ
る。電源電圧は整流器によってＤＣ電圧に変換されるか
ら、電源７１流の組数および各組の電源電流の相数はモ
ータ巻線の相数および組数と直接的な関係はない。
３０°の位相ずれがある２つの３相電源電圧を発生させ
る三角／Ｙ″４−接続された複式２次巻線１９、２０を
有する第２図に図示の変圧器１７によってコンバータ１
０．１１にスタガー３相電源電圧を供給することができ
る。電源電圧は整流器によってＤＣ電圧に変換されるか
ら、電源７１流の組数および各組の電源電流の相数はモ
ータ巻線の相数および組数と直接的な関係はない。
駆動システムの複式コンバータ／インバータ対に含まれ
るサイリスタは制御システム２２によって制御される。
るサイリスタは制御システム２２によって制御される。
変流器２３による２つのＤＣグループにおけるリンク電
流１ｄｌおよびＩｄ２の測定値は６つの電源電圧の瞬時
値とその隔離回路２４を介して制御システム２２に供給
される。さらにまた、２組のモータ巻線３，４から発生
し、かつモータ・シャフトと接続する同期発信機２５に
よって測定される起磁力（ＭＭＦ）の位相角ｅ１および
θλも制御システムに供給される。制御システム２２は
これらの測定値を利用して複式コンバータ／インバータ
装置のサイリスタへ送られる点弧パルスを発生させる０
分り易くするため、例えばサイリスタのゲートに至る複
数の結線を表わすのに単線を図示しであるがいずれの場
合にも、このような複数リードの数を、実際のリード数
を表わす数字と、単線に交差させた斜線とで示しである
。
流１ｄｌおよびＩｄ２の測定値は６つの電源電圧の瞬時
値とその隔離回路２４を介して制御システム２２に供給
される。さらにまた、２組のモータ巻線３，４から発生
し、かつモータ・シャフトと接続する同期発信機２５に
よって測定される起磁力（ＭＭＦ）の位相角ｅ１および
θλも制御システムに供給される。制御システム２２は
これらの測定値を利用して複式コンバータ／インバータ
装置のサイリスタへ送られる点弧パルスを発生させる０
分り易くするため、例えばサイリスタのゲートに至る複
数の結線を表わすのに単線を図示しであるがいずれの場
合にも、このような複数リードの数を、実際のリード数
を表わす数字と、単線に交差させた斜線とで示しである
。
本発明のＡＣ！％動シスナシステム転流（１，ＣＩ）モ
ートで作動させるためには、ＤＣリンク７．８にほぼ一
定のＤＣ電流を発生させるようにコンバータ１Ｏ１１１
を制御する。インバータ５，６のＬＣＩモード動作を第
３図に示す、第３ａおよび３ｂ図はインバータ５に含ま
れて正および負のバンクをそれぞれ構成する個々のサイ
リスタの導通インターバルを示す。
ートで作動させるためには、ＤＣリンク７．８にほぼ一
定のＤＣ電流を発生させるようにコンバータ１Ｏ１１１
を制御する。インバータ５，６のＬＣＩモード動作を第
３図に示す、第３ａおよび３ｂ図はインバータ５に含ま
れて正および負のバンクをそれぞれ構成する個々のサイ
リスタの導通インターバルを示す。
第３０乃至３ｅ図は結果として得られて同期モータ４の
Ａ、 Ｂおよび０組の巻線３に供給される３相出力電流
を示す、同様に、第３ｆおよび３ｇ図も導通インターバ
ルを示し、第３ｈ乃至３ｊ図は結果として得られるイン
バータ６によってＸ、 Ｙ、 Ｚ組の巻線４に供給され
る３相出力を流を示す、尚、相Ａ、 Ｂ、 Ｃの出力電
流は相Ｘ、 Ｙ、 Ｚにおける出力電流よりも３０°だ
け進相りする。
Ａ、 Ｂおよび０組の巻線３に供給される３相出力電流
を示す、同様に、第３ｆおよび３ｇ図も導通インターバ
ルを示し、第３ｈ乃至３ｊ図は結果として得られるイン
バータ６によってＸ、 Ｙ、 Ｚ組の巻線４に供給され
る３相出力を流を示す、尚、相Ａ、 Ｂ、 Ｃの出力電
流は相Ｘ、 Ｙ、 Ｚにおける出力電流よりも３０°だ
け進相りする。
第３ａ乃至３ｊ図から明らかなように、ＬＣＩ動作モー
ドにおいて各サイリスタは＋２０ ’に亘って導通し、
各組の巻線と連携するインバータに含まれる６個のサイ
リスタのそれぞれがモータ周波数の各サイクルに一度点
弧されるから巻線電流は６パルス・タイプである。ただ
し、同期モータ４のエアギャップに発生する起磁力は、
２組の巻線３．４から発生する２組の成分起磁力（ＭＭ
Ｆｓ）が３０°ずつ変位しているから１２パルス・タイ
プである。その結果発生するトルク脈動は６に程度であ
る（Ｋ＝２．４゜８、、） 、従って、最低周波数トル
ク脈動は先に述べた単一インバータ・システムや米国特
許第４．０８４．２２０号のシステムの場合に比して２
倍であり、対応の振幅は半分である。Ｋ＝１．３．５
、、、、に対応する全ての成分が省かれる。
ドにおいて各サイリスタは＋２０ ’に亘って導通し、
各組の巻線と連携するインバータに含まれる６個のサイ
リスタのそれぞれがモータ周波数の各サイクルに一度点
弧されるから巻線電流は６パルス・タイプである。ただ
し、同期モータ４のエアギャップに発生する起磁力は、
２組の巻線３．４から発生する２組の成分起磁力（ＭＭ
Ｆｓ）が３０°ずつ変位しているから１２パルス・タイ
プである。その結果発生するトルク脈動は６に程度であ
る（Ｋ＝２．４゜８、、） 、従って、最低周波数トル
ク脈動は先に述べた単一インバータ・システムや米国特
許第４．０８４．２２０号のシステムの場合に比して２
倍であり、対応の振幅は半分である。Ｋ＝１．３．５
、、、、に対応する全ての成分が省かれる。
パルスＤＣ電流モード動作を第４乃至７図に示す、コン
バータ１０． ＋１によってそれぞれＤＣリンク７．８
中に２つのパルス列１ｄｉおよびＩｎが発生され、イン
バータ５．８により２！＠のモータ巻線３．４にそれぞ
れ分配される。モータのエアギャップ中に角周波数ω＝
２πｆＭの調波のない正味の回転起磁力を発生させる必
要上、パルス波形の整形が必須となる０回路トポロジー
は、調波のない回転起磁力（’ＭＭＦ）を発生させる条
件を満たすべく選択的にＤＣ電流パルスの整形および分
配を行うことを可能にする。
バータ１０． ＋１によってそれぞれＤＣリンク７．８
中に２つのパルス列１ｄｉおよびＩｎが発生され、イン
バータ５．８により２！＠のモータ巻線３．４にそれぞ
れ分配される。モータのエアギャップ中に角周波数ω＝
２πｆＭの調波のない正味の回転起磁力を発生させる必
要上、パルス波形の整形が必須となる０回路トポロジー
は、調波のない回転起磁力（’ＭＭＦ）を発生させる条
件を満たすべく選択的にＤＣ電流パルスの整形および分
配を行うことを可能にする。
第４図は第１のオプションを示すフェザ−図である０回
転起磁力（ＭＭＦ）は１巻線群３．４にそれぞれ属する
巻線Ａ、 ＢおよびＸ、 Ｚから発生する２つの直交空
間起磁力を利用して合成される。調波のない回転起磁力
（ＭＭＦ）は角周波数ω・２π「にで回転する一定大き
さの起磁力（ＭＭＦ）である、このような回転起磁力（
ＭＭＦ）波を発生させるためには、図示のθ−ωｔにお
いて、インバータ５からＡ、 ８巻線に分配される電流
１ｄｌの瞬時値はサイリスタＡｐ、 Ｂｎが導通した状
態でＩｄｍａｘ ・ＣＯＳθでなければならない、 Ｘ
−Ｚ 巻線に分配される電流Ｉｄ２の瞬時価はサイリス
タＸｐ、 Ｙｎが導通した状態でＩｄｍａｚ・５ｌｒｌ
θでなければならない、 Ｉｄｍａｘは電流パルスの
ピークである。また、任意のθ値に対応するパルス列１
ｄｌおよびＩｄ２は下記式で与えられる。
転起磁力（ＭＭＦ）は１巻線群３．４にそれぞれ属する
巻線Ａ、 ＢおよびＸ、 Ｚから発生する２つの直交空
間起磁力を利用して合成される。調波のない回転起磁力
（ＭＭＦ）は角周波数ω・２π「にで回転する一定大き
さの起磁力（ＭＭＦ）である、このような回転起磁力（
ＭＭＦ）波を発生させるためには、図示のθ−ωｔにお
いて、インバータ５からＡ、 ８巻線に分配される電流
１ｄｌの瞬時値はサイリスタＡｐ、 Ｂｎが導通した状
態でＩｄｍａｘ ・ＣＯＳθでなければならない、 Ｘ
−Ｚ 巻線に分配される電流Ｉｄ２の瞬時価はサイリス
タＸｐ、 Ｙｎが導通した状態でＩｄｍａｚ・５ｌｒｌ
θでなければならない、 Ｉｄｍａｘは電流パルスの
ピークである。また、任意のθ値に対応するパルス列１
ｄｌおよびＩｄ２は下記式で与えられる。
Ｉｄｌ ＝Ｉｄｍａｘ ＠ｌ ｃｏｓ仙ＩｄＬ−Ｉｄｍ
ａｘ ＊ ｌ ｓｉｎθ２従って、このオプションに対
応するパルス列は周波数２ｆＨの９０°位相ずれした“
整流正弦波”である、８５ａおよび５ｂ図にそれぞれ示
すＩｄｌおよびＩｄ２パルス列はコンバータ１０． １
１の作用下にＤＣリンク７．８中に発生する。
ａｘ ＊ ｌ ｓｉｎθ２従って、このオプションに対
応するパルス列は周波数２ｆＨの９０°位相ずれした“
整流正弦波”である、８５ａおよび５ｂ図にそれぞれ示
すＩｄｌおよびＩｄ２パルス列はコンバータ１０． １
１の作用下にＤＣリンク７．８中に発生する。
回転起磁力（ＭＭＦ）が第４図に示すフェーサＸｐＺｎ
を通過すると、 ＩｄｌがゼロとなってサイリスタＡｐ
、 Ｏｎが転流遮断され、サイリスタＡｎ、 Ｈｐが導
通してＡ−８巻線中の電流を反転させ１合成回転起磁力
（ＭＭＦ）を発生させ続ける。同様に、回転起磁力（Ｍ
ＭＦ）がフェーサＡｎＢｐを通過するとサイリスタＸｐ
、 Ｚｎが転流遮断され、サイリスタＸｎ、 Ｚｐが導
通し以下同様の動作が行われる。インへ−タ・サイリス
タのこの周期的点弧の様子を第５ｃおよび５ｄ図に示す
、第５図から明らかなように、図示のようなサイリスタ
点弧パターンの結果、電気角９０”だけ位相ずれした正
弦波電流がＡ−８およびＸ−Ｙ巻線中に発生し、これが
空間的に８０°ずれた起磁力（ＭＭＦｓ） を生み、
これらが合成されて大きさ一定の回転起磁力（ＭＭＦ）
が発生する。
を通過すると、 ＩｄｌがゼロとなってサイリスタＡｐ
、 Ｏｎが転流遮断され、サイリスタＡｎ、 Ｈｐが導
通してＡ−８巻線中の電流を反転させ１合成回転起磁力
（ＭＭＦ）を発生させ続ける。同様に、回転起磁力（Ｍ
ＭＦ）がフェーサＡｎＢｐを通過するとサイリスタＸｐ
、 Ｚｎが転流遮断され、サイリスタＸｎ、 Ｚｐが導
通し以下同様の動作が行われる。インへ−タ・サイリス
タのこの周期的点弧の様子を第５ｃおよび５ｄ図に示す
、第５図から明らかなように、図示のようなサイリスタ
点弧パターンの結果、電気角９０”だけ位相ずれした正
弦波電流がＡ−８およびＸ−Ｙ巻線中に発生し、これが
空間的に８０°ずれた起磁力（ＭＭＦｓ） を生み、
これらが合成されて大きさ一定の回転起磁力（ＭＭＦ）
が発生する。
このパルス舎モード動作オプションでは低速でモータ２
を２相モータとして作動させ、巻線ＣおよびＹを利用し
ない、換言すると、サイリスタＣｐ、 Ｃｎ、 Ｙｐお
よびＹｎはゲートされない、２組のモータ固定子巻線の
直交巻線対の組み合わせの選択はほかにも可能であるこ
とはいうまでもない。
を２相モータとして作動させ、巻線ＣおよびＹを利用し
ない、換言すると、サイリスタＣｐ、 Ｃｎ、 Ｙｐお
よびＹｎはゲートされない、２組のモータ固定子巻線の
直交巻線対の組み合わせの選択はほかにも可能であるこ
とはいうまでもない。
低速における第２のパルス動作オプションを第８図のフ
ェーザ図に示す、一定犬きさの回転起磁力（ＭＭＦ）は
１５０ ”ずれた空間起磁力から合成される。第８図に
示すθ＝ωｔにおいて、Ａ−８巻線に分配される電流１
ｄｌの瞬時値はサイリスタＡＰ。
ェーザ図に示す、一定犬きさの回転起磁力（ＭＭＦ）は
１５０ ”ずれた空間起磁力から合成される。第８図に
示すθ＝ωｔにおいて、Ａ−８巻線に分配される電流１
ｄｌの瞬時値はサイリスタＡＰ。
Ｂｎが導通した状態でＩｄｍａｘ ＠ ５ｉｎ（１５０
°−〇）でなければならず、Ｙ−２巻線に分配される電
流Ｉｄ２の瞬時値はサイリスタＹｐ、 Ｚｎが導通した
状態でＩｄｍａＸ・ｓｉｎ θでなければならない、起
磁力（ＭＭＦ）が回転してフェーサＹｐ、 Ｚｎを通過
すると、サイリスタＡｐ、 Ｂｎが転流遮断され、フェ
ーサＹｐ、 Ｚｎを越えて１５０°先行するフェーサを
発生させる巻線Ｃ−ＢがサイリスタｃｐおよびＢｎの導
通によって給電される。同様に、起磁力（ＭＭＦ）が回
転してフェーサＣｐ、 Ｂｎを通過すると、サイリスタ
が転流遮断されサイリスタＸｐ、 Ｚｎが点弧してＸ−
２巻線に給電しＸ−２巻線が巻線Ｃ−８から発生する空
間起磁力（ＸＭＦ）に対して１５０°ずれた空間起磁力
（ＭＭＦ）を発生する。任意のθ値に対応する［ｄｌお
よびＩｄ２のパルス列は下記式で与えられる。
°−〇）でなければならず、Ｙ−２巻線に分配される電
流Ｉｄ２の瞬時値はサイリスタＹｐ、 Ｚｎが導通した
状態でＩｄｍａＸ・ｓｉｎ θでなければならない、起
磁力（ＭＭＦ）が回転してフェーサＹｐ、 Ｚｎを通過
すると、サイリスタＡｐ、 Ｂｎが転流遮断され、フェ
ーサＹｐ、 Ｚｎを越えて１５０°先行するフェーサを
発生させる巻線Ｃ−ＢがサイリスタｃｐおよびＢｎの導
通によって給電される。同様に、起磁力（ＭＭＦ）が回
転してフェーサＣｐ、 Ｂｎを通過すると、サイリスタ
が転流遮断されサイリスタＸｐ、 Ｚｎが点弧してＸ−
２巻線に給電しＸ−２巻線が巻線Ｃ−８から発生する空
間起磁力（ＸＭＦ）に対して１５０°ずれた空間起磁力
（ＭＭＦ）を発生する。任意のθ値に対応する［ｄｌお
よびＩｄ２のパルス列は下記式で与えられる。
Ｑ ［ｄｌ ／Ｉｄｍａｘ Ｉｄ２ ／
ＩｄｍａｉＯ０乃至１５０ ” ５ｉｎ（θ＋３０＠）
ｓｉｎθ１５０ ＠乃至３００ ” ５ｉｎ（θ−１
５０°） ５ｉｎ（θ−１２０’ ）３００＠乃至４５
Ｇ ＠５ｉｎ（θ−２７０°） ５ｉｎ（θ−３００°
）４５０°乃至８００ ’ ５ｉｎ（θ−４５０°）
５ｉｎ（θ−４２０＠）６００＠乃至？５Ｑ ’ ５ｉ
ｎ（θ−５７０′″） ５ｉｎ（θ−５ｏｏ” ）ただ
し ωｔ １８０ 。
ＩｄｍａｉＯ０乃至１５０ ” ５ｉｎ（θ＋３０＠）
ｓｉｎθ１５０ ＠乃至３００ ” ５ｉｎ（θ−１
５０°） ５ｉｎ（θ−１２０’ ）３００＠乃至４５
Ｇ ＠５ｉｎ（θ−２７０°） ５ｉｎ（θ−３００°
）４５０°乃至８００ ’ ５ｉｎ（θ−４５０°）
５ｉｎ（θ−４２０＠）６００＠乃至？５Ｑ ’ ５ｉ
ｎ（θ−５７０′″） ５ｉｎ（θ−５ｏｏ” ）ただ
し ωｔ １８０ 。
θ ；
その結果書られるＩｄｌおよびＩｄ２パルス列を第７ａ
および第７ｂ図に示す、インバータ・サイリスタの導通
インターバルの進行は次の通り：インバータ３
インバータ４ＡＨＹＺ ＣＢ ＹＺ ＣＢ ＸＺ ＣＡ ＸＺ ＣＡ ＸＹ ＢＡ ＸＹ など。
および第７ｂ図に示す、インバータ・サイリスタの導通
インターバルの進行は次の通り：インバータ３
インバータ４ＡＨＹＺ ＣＢ ＹＺ ＣＢ ＸＺ ＣＡ ＸＺ ＣＡ ＸＹ ＢＡ ＸＹ など。
このようなサイリスタ導通インターバルのシーケンスの
一部を第７０および７ｄ図に示す。
一部を第７０および７ｄ図に示す。
この第２パルス・モードのオプションでは全てのモータ
巻線が利用されるが、−度に給電されるのは各組のモー
タ巻線のうちの２つだけである。パルス繰返しレートは
（３８０／３００）ｆＭ＝１．２ｆＭ テあり、各サイ
リスタは６００°に亘って導通し、１２００°に亘って
転流遮断状態にある。
巻線が利用されるが、−度に給電されるのは各組のモー
タ巻線のうちの２つだけである。パルス繰返しレートは
（３８０／３００）ｆＭ＝１．２ｆＭ テあり、各サイ
リスタは６００°に亘って導通し、１２００°に亘って
転流遮断状態にある。
例として挙げた２通りのパルス番モードのオプションに
ついて示したパルス波形はトルク脈動が完全に除去され
ていることを示す、トルク脈動を軽減するがゼロにはで
きない折衷的な解決方法としては正弦波形に近い台形電
流パルスを採用することができる６例示したパルス列の
パルス繰返しレートはそれぞれ２ＦＭおよび１．２ｆ？
’ｌであるから、低速動作時のパルス列繰返しレートが
３ｆＭである米国特許第４．０８４．２２０号の方式で
達成されるよりも高いモータ周波数でもトルク脈動のな
い動作が実現されるようなパルス列繰返しレートを利用
することができる。
ついて示したパルス波形はトルク脈動が完全に除去され
ていることを示す、トルク脈動を軽減するがゼロにはで
きない折衷的な解決方法としては正弦波形に近い台形電
流パルスを採用することができる６例示したパルス列の
パルス繰返しレートはそれぞれ２ＦＭおよび１．２ｆ？
’ｌであるから、低速動作時のパルス列繰返しレートが
３ｆＭである米国特許第４．０８４．２２０号の方式で
達成されるよりも高いモータ周波数でもトルク脈動のな
い動作が実現されるようなパルス列繰返しレートを利用
することができる。
第８図は低速動作時の上記第１オプシヨンおよび高速時
のＬＣＩ動作モードを利用して第１図のシステムを制御
する制御システム２２の１例を示す（図示しない）外部
制御ループからトルク基準信号Ｉ Ｔ’ｌが供給される
。信号発生器２６がこの需要トルク信号を、２つのＤＣ
リンク電流１ｄｌおよび［ｄ２の平均値を決めるＩｄＲ
ＥＦに変換する。動作モードは、モータ回転速度Ｉｎ＋
に応答して動作モードを設定するモードφコントローラ
２８によって制御されるモード拳セレクタ２７の状態に
よって決まる０回転速度し１は同期送信器２５の出力か
らデコーダ３０が誘導するモータ回転角θｌ１１１に応
じて回路２３において決定される。
のＬＣＩ動作モードを利用して第１図のシステムを制御
する制御システム２２の１例を示す（図示しない）外部
制御ループからトルク基準信号Ｉ Ｔ’ｌが供給される
。信号発生器２６がこの需要トルク信号を、２つのＤＣ
リンク電流１ｄｌおよび［ｄ２の平均値を決めるＩｄＲ
ＥＦに変換する。動作モードは、モータ回転速度Ｉｎ＋
に応答して動作モードを設定するモードφコントローラ
２８によって制御されるモード拳セレクタ２７の状態に
よって決まる０回転速度し１は同期送信器２５の出力か
らデコーダ３０が誘導するモータ回転角θｌ１１１に応
じて回路２３において決定される。
モード（１）はＬＣ工動作モードに対応する。このモー
ドでは、ＩｄＲＥＦはモード・セレクタ２７のスイッチ
３１を介してＩｄｌ本 およびＩｄ２ｔとして直接供
給し、ライン側コンバータ１０．１１の点弧パルス発生
器３３を制御する２つのリンク１７ｍ調整器３２に電流
基準が入力する。制御ループ２９はＤＣ電流センサ２３
（第１図）を介して閉じられる０例示した電流調整器３
２はＤＣリンク電流エラー信号に対して比例積分および
微分制御作用を加える０発電機何コンバータ・サイリス
タの点弧は隔離回路２４を介して線電圧と同期させる。
ドでは、ＩｄＲＥＦはモード・セレクタ２７のスイッチ
３１を介してＩｄｌ本 およびＩｄ２ｔとして直接供
給し、ライン側コンバータ１０．１１の点弧パルス発生
器３３を制御する２つのリンク１７ｍ調整器３２に電流
基準が入力する。制御ループ２９はＤＣ電流センサ２３
（第１図）を介して閉じられる０例示した電流調整器３
２はＤＣリンク電流エラー信号に対して比例積分および
微分制御作用を加える０発電機何コンバータ・サイリス
タの点弧は隔離回路２４を介して線電圧と同期させる。
モータ側インバータ５，６のサイリスタへの点弧パルス
はパルス発生器３４から供給される。モード（１）、即
ち、ＬＣＩモードにおいては、探索表３Ｂモータ回転方
向信号およびモータ回転角θＭ１から必要な点弧角情報
を得る回路３５によってこれらのパルスのタイミングが
決まる０点弧角はＡＩＤコンコンタ３７によってデジタ
ル信号に変換される総リンク電流Ｉｄｌ÷Ｉｄ２に従っ
て決定される６回路３５からの制御信号はモード・セレ
クタ２７のスイッチ３８を介して点弧パルス発生器３４
に供給される。
はパルス発生器３４から供給される。モード（１）、即
ち、ＬＣＩモードにおいては、探索表３Ｂモータ回転方
向信号およびモータ回転角θＭ１から必要な点弧角情報
を得る回路３５によってこれらのパルスのタイミングが
決まる０点弧角はＡＩＤコンコンタ３７によってデジタ
ル信号に変換される総リンク電流Ｉｄｌ÷Ｉｄ２に従っ
て決定される６回路３５からの制御信号はモード・セレ
クタ２７のスイッチ３８を介して点弧パルス発生器３４
に供給される。
モード（２）、即ち、パルスＤＣ電流動作においては、
ＤＣリンク電流基準は同期信号発信機２５の直交信号を
整流する波形発生器３９によって形成された“整流パ正
弦波形を有する。この“正規化″。
ＤＣリンク電流基準は同期信号発信機２５の直交信号を
整流する波形発生器３９によって形成された“整流パ正
弦波形を有する。この“正規化″。
信号をアナログ乗算器４０を介してＩｄｌ’ｌＥＦによ
ってスケールすることにより、モータ・セレクタ２７の
スイッチ４１を介してコンバータ制御ループに供給され
るＩｄｌ零およびＩｄ２ｔを得る。このモードでは、イ
ンバータ５．６への点弧パルスのタイミングは所定の回
転方向に応じて、同期信号発生器信号のゼロ交差時この
パルスをトリガーする回路４２によって決定される。
ってスケールすることにより、モータ・セレクタ２７の
スイッチ４１を介してコンバータ制御ループに供給され
るＩｄｌ零およびＩｄ２ｔを得る。このモードでは、イ
ンバータ５．６への点弧パルスのタイミングは所定の回
転方向に応じて、同期信号発生器信号のゼロ交差時この
パルスをトリガーする回路４２によって決定される。
以上、本発明の特定実施例を詳細に説明したが、当業者
なら容易に推察できるように、ここに開示した総合的な
内容に照らして、個々の細部に種々の変更を加えること
ができる。従って、ここに開示した具体的な構成はあく
までも説明のための実施例であって１頭書した請求の範
囲によって限定される本発明の範囲を制限するものでは
ない
なら容易に推察できるように、ここに開示した総合的な
内容に照らして、個々の細部に種々の変更を加えること
ができる。従って、ここに開示した具体的な構成はあく
までも説明のための実施例であって１頭書した請求の範
囲によって限定される本発明の範囲を制限するものでは
ない
第１図は本発明のＡＣ駆動システムを示す概略図；第２
図は第１図に示したＡＣ駆動システムのためのスタガー
ＡＣ電源電圧を発生させるための別方式の構成を示す簡
略図；第３ ａ−ｄ図は第１図に示したＡＣ駆動システ
ムが負荷転流モードで動作する際の波形およびサイリス
タ導通インターバルを示す説明図；第４図は第１図のＡ
Ｃ駆動システムの低速パルス・モード動作態様の１例を
示すフェザ−図；第５ａおよび５ｂ図は、第１図のＡＣ
駆動システムが第４図に示した態様で動作する際のＤＣ
リンク電流波形図：第５０および５ｄ図はインバータ命
サイリスタの導通インターバル図；第６図は第１図のＡ
Ｃ駆動システムが低速パルス・モードで動作する際の別
の態様を示すフェザ−図；第７ａおよび？ｂ図は第１図
のＡＣ駆動システムが第５図に示した態様で動作する際
のＤＣリンク・パルス電流波形図；第７０および７ｄ図
はインバータ・サイリスタの導通インターバル図；第８
図は第１図のＡＣ％動システムをしＣＩモードで、また
、必要に応じて第４および５図に関連して説明するパル
ス・モードで動作させる適当な制御システムの１例を示
す概略図である２ ・・ 同期モータ ５．６ 番・ 負荷転流インバータ １０、１１−− コンバータ 出願人：ウェスチングハウスφエレクトリック・コーポ
レーション 〕ソ１ミ、＋３ ＦＩＧ、１ ＦＩＧ、３ ＦＩＧ、４ ＦＩＧ、５ ＦＩＧ、６ ＦＩＧ、７ 手 続 補 正方 （方式） ２、発明の名称 可変速ＡＣ駆動装置および作動方法 ３、補正をする者 事件との関係
図は第１図に示したＡＣ駆動システムのためのスタガー
ＡＣ電源電圧を発生させるための別方式の構成を示す簡
略図；第３ ａ−ｄ図は第１図に示したＡＣ駆動システ
ムが負荷転流モードで動作する際の波形およびサイリス
タ導通インターバルを示す説明図；第４図は第１図のＡ
Ｃ駆動システムの低速パルス・モード動作態様の１例を
示すフェザ−図；第５ａおよび５ｂ図は、第１図のＡＣ
駆動システムが第４図に示した態様で動作する際のＤＣ
リンク電流波形図：第５０および５ｄ図はインバータ命
サイリスタの導通インターバル図；第６図は第１図のＡ
Ｃ駆動システムが低速パルス・モードで動作する際の別
の態様を示すフェザ−図；第７ａおよび？ｂ図は第１図
のＡＣ駆動システムが第５図に示した態様で動作する際
のＤＣリンク・パルス電流波形図；第７０および７ｄ図
はインバータ・サイリスタの導通インターバル図；第８
図は第１図のＡＣ％動システムをしＣＩモードで、また
、必要に応じて第４および５図に関連して説明するパル
ス・モードで動作させる適当な制御システムの１例を示
す概略図である２ ・・ 同期モータ ５．６ 番・ 負荷転流インバータ １０、１１−− コンバータ 出願人：ウェスチングハウスφエレクトリック・コーポ
レーション 〕ソ１ミ、＋３ ＦＩＧ、１ ＦＩＧ、３ ＦＩＧ、４ ＦＩＧ、５ ＦＩＧ、６ ＦＩＧ、７ 手 続 補 正方 （方式） ２、発明の名称 可変速ＡＣ駆動装置および作動方法 ３、補正をする者 事件との関係
Claims (19)
- （１）互いに３０°の角度間隔を保つ２組の３相巻線を
有する同期モータと； 各組の３相巻線に接続した３相インバータ・ブリッジ回
路と； モータの基本周波数の２倍を越えない繰返しの正弦セグ
メントＤＣパルス電流を前記インバータ・ブリッジ回路
に供給する手段と； 前記正弦セグメントＤＣパルス電流から前記同期モータ
の２組の３相巻線中に調波のない一定大きさのモータ回
転起磁力を生む位相ずれ３相交流を発生させるように前
記インバータ・ブリッジ回路を作動させる手段から成る
ことを特徴とする可変速ＡＣ駆動装置。 - （２）前記インバータ・ブリッジ回路にＤＣ電流を供給
する前記手段が 位相のずれた２組の３相ＡＣ電源電圧を発生させる手段
と； それぞれのインバータ・ブリッジ回路と連携して前記２
組の３相電源電圧のうちの１組を前記ＤＣ電流の１つと
なるＤＣ電圧に変換する３相整流器と； それぞれの３相整流器を連携のインバータと接続して該
インバータにＤＣ電流を供給する個別のＤＣリンク を含むことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の
装置。 - （３）前記２組の３相電源電圧を発生させる手段が位相
のずれた２組の３相ＡＣ巻線を有するＡＣ発電機を含む
ことを特徴とする特許請求の範囲第２項に記載の装置。 - （４）位相のずれた前記２組の３相電源電圧を発生させ
る前記手段が３相ＡＣ電源と、３相電源と接続する３相
１次巻線および前記位相のずれた２組の３相ＡＣ電源電
圧を出力する２組の３相２次巻線を有する変圧器を含む
ことを特徴とする特許請求の範囲第２項に記載の装置。 - （５）前記変圧器が３相１次巻線と、一方の前記整流器
と接続する３相三角２次巻線と、他方の整流器と接続す
るＹ形２次巻線を有することを特徴とする特許請求の範
囲第４項に記載の装置。 - （６）前記インバータ・ブリッジ回路にＤＣ電流を供給
する前記手段が前記正弦セグメントＤＣ電流の代りに、
選択的に振幅がほぼ一定のＤＣ電流を供給することと、
前記インバータ・ブリッジ回路がサイリスタを含むこと
と、前記インバータを作動させる前記手段が前記モータ
の前記２組の３相巻線中に、互いに位相がずれ、モータ
中にサイリスタの転流を促す起電力を発生させるに充分
な大きさの交流を発生させるように前記サイリスタを周
期的に起動させる手段を含むことを特徴とする特許請求
の範囲第１項に記載の装置。 - （７）前記インバータを作動させる前記手段が前記同期
モータ中に１２パルス起磁力を発生させるように前記サ
イリスタを周期的に点弧させることを特徴とする特許請
求の範囲第６項に記載の装置 - （８）前記インバータを作動させる前記手段が各サイリ
スタを１２０°に亘って導通させ、前記サイリスタが２
４０°に亘って転流遮断されることを特徴とする特許請
求の範囲第７項に記載の装置。 - （９）前記インバータを作動させる前記手段が前記正弦
セグメントＤＣパルス電流の一部を、前記２組の３相モ
ータ巻線のうち、該巻線中に互いに９０°だけずれた成
分起磁力を発生させる各巻線対に供給する手段を含むこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の装置。 - （１０）前記２組の３相モータ巻線が３０°間隔に配設
されていることと、前記インバータを作動させる前記手
段が前記正弦セグメントＤＣパルス電流の一部を、前記
２組の３相モータ巻線のうち、該巻線中に互いに１５０
°だけ位相のずれた成分起磁力を発生させる各巻線対に
順次供給する手段を含むことを特徴とする特許請求の範
囲第１項に記載の装置。 - （１１）互いに３０°の角度間隔を保つ２組の３相巻線
を有する同期モータと； ３相ＡＣ出力および１組のＤＣ入力を有する制御整流ブ
リッジを具備する１対のインバータとそれぞれがＡＣ入
力およびＤＣ出力を有する１対の３相整流器と； 整流器のＤＣ出力をインバータのＤＣ入力に接続するＤ
Ｃリンクと； ２組の３相ＡＣ電流を出力し、その１組を一方の３相整
流器のＡＣ入力に供給する電源と； モータの基本周波数の２倍を越えない周波数のパルスＤ
Ｃ電流が前記ＤＣリンク中に発生するように前記整流器
を作動させる手段と； 前記パルスＤＣ電流から、前記２組の３相モータ巻線中
に、一定大きさの回転起磁力をモータ中に発生させるよ
うな位相関係のＡＣ電流が発生するように前記インバー
タを作動させる手段とから成ることを特徴とする可変速
ＡＣ駆動装置。 - （１２）前記整流器を作動させる前記手段が２つのＤＣ
リンク中に互いに直角位相関係にあってモータ周波数の
２倍の周波数を有する全波整流正弦ＤＣパルス電流を発
生させる手段を含むことと、インバータを作動させる前
記手段が各組の３相モータ巻線のうち２つの相だけに前
記ＤＣパルス電流を供給することにより、互いに直角位
相関係にあり、合成されて前記モータ中に一定大きさの
回転起磁力を発生させる正弦成分起磁力を発生させる手
段を含むことを特徴とする特許請求の範囲第１１項に記
載の装置。 - （１３）前記整流器を作動させる前記手段が前記ＤＣリ
ンク中にモータ周波数の１．２倍の周波数を有し、かつ
互いに１５０°の電気的間隔を保つ正弦セグメントＤＣ
パルス電流を発生させる手段を含むことと、前記インバ
ータを作動させる前記手段が前記正弦セグメントＤＣパ
ルス電流の一部を、２組の３相モータ巻線のうち、互い
に１５０°だけずれた各巻線対に順次供給することによ
り、前記各巻線対中に、合成されて前記一定大きさの回
転起磁力を生む正弦波電流を発生させる手段を含むこと
を特徴とする特許請求の範囲第１１項に記載の装置。 - （１４）３０゜の間隔で配設された２組の３相巻線を備
える同期モータと、各組の３相モータ巻線と接続するＤ
Ｃリンクを介して給電される３相インバータとを有する
ＡＣ駆動装置の作動方法であって、モータ基本周波数の
３倍未満の繰返しレ ートを有する正弦セグメントから成るパルスＤＣ電流を
前記ＤＣリンク中に発生させ、前記パルスＤＣ電流を前
記インバータに供給し、ＤＣパルス電流の前記正弦セグ
メントの選択部分を、前記２組の３相モータ巻線中に、
結果として前記同期モータ中に調波のない回転起磁力を
発生させるＡＣ電流が発生するように前記各組の３相モ
ータ巻線に供給するよう前記インバータを作動させるこ
とを特徴とするＡＣ駆動装置作動方法。 - （１５）前記インバータがサイリスター・ブリッジ回路
を含み、前記作動方法として、前記インバータに前記パ
ルスＤＣ電流の代りに大きさがほぼ一定のＤＣ電流を供
給することによって前記ＡＣ駆動装置を負荷転流モード
で作動する段階と、前記３相の巻線中に互いに位相ずれ
したＡＣ電流を発生させるように前記サイリスター・ブ
リッジ回路を周期的に点弧する段階を含むことを特徴と
する特許請求の範囲第１４項に記載の方法。 - （１６）前記正弦セグメントＤＣパルス電流の一部を前
記２組のモータ巻線のうち、互いに直角位相関係の起磁
力を発生させる各巻線対に供給して前記調波のない回転
モータ起磁力を発生させるように前記インバータを作動
させることを特徴とする特許請求の範囲第１４項に記載
の方法。 - （１７）前記パルスＤＣ電流を発生させる段階として２
つのＤＣリンク中に、モータ基本周波数の２倍の繰返し
レートを有し、かつ互いに直角位相関係にある全波整流
正弦パルスＤＣ電流を発生させることを特徴とする特許
請求の範囲第１６項に記載の方法。 - （１８）前記２組の３相モータ巻線の、該巻線中に互い
に１５０°ずれた成分起磁力を発生させる各巻線対に前
記正弦セグメントＤＣパルス電流の一部を供給するよう
に前記インバータを作動させると共に、互いに１５０°
ずれている前記巻線対に供給される部分が、合成されて
前記調波のない回転モータ起磁力を生むように前記ＤＣ
パルス電流を発生させることを特徴とする特許請求の範
囲第１６項に記載の方法。 - （１９）前記パルスＤＣ電流を発生させる段階として、
前記２つのＤＣリンクにおいて１５０°だけずれた正弦
セグメントから成り、モータ基本周波数の１．２倍に相
当する周波数を有するパルスＤＣ電流を前記ＤＣリンク
中に発生させることを特徴とする特許請求の範囲第１８
項に記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
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|---|---|---|---|
| US07/149,234 US4814964A (en) | 1988-01-27 | 1988-01-27 | Variable speed a-c drive |
| US149,234 | 1988-01-27 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0270286A true JPH0270286A (ja) | 1990-03-09 |
Family
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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|---|---|
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| EP (1) | EP0326333A3 (ja) |
| JP (1) | JPH0270286A (ja) |
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| CN105978359A (zh) * | 2016-06-20 | 2016-09-28 | 中国人民解放军海军工程大学 | 十二相永磁推进变频器 |
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-
1988
- 1988-01-27 US US07/149,234 patent/US4814964A/en not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-01-25 EP EP89300663A patent/EP0326333A3/en not_active Withdrawn
- 1989-01-27 JP JP1019411A patent/JPH0270286A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4814964A (en) | 1989-03-21 |
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| EP0326333A3 (en) | 1990-03-14 |
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