JPH0279770A - パワーｍｏｓトランジスタブリッジ駆動用ポンプ式充電回路 - Google Patents

パワーｍｏｓトランジスタブリッジ駆動用ポンプ式充電回路

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JPH0279770A
JPH0279770A JP1184863A JP18486389A JPH0279770A JP H0279770 A JPH0279770 A JP H0279770A JP 1184863 A JP1184863 A JP 1184863A JP 18486389 A JP18486389 A JP 18486389A JP H0279770 A JPH0279770 A JP H0279770A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、誘導子及びコンデンサを組み合せたパワーＭ
ＯＳトランジスタブリッジ駆動用ポンプ式充電回路に関
する。
〔従来の技術〕
周知のように、ブリッジ回路はトランジスタを２つずつ
有する２つのハーフブリッジで構成されている。そして
、この２つのトランジスタは、電源側にあるかまたはア
ース側にあるかに応じて、高位辺即ち高圧辺及び下位辺
即ち低圧辺とそれぞれ称する位置に直列に接続されてい
る。２つのトランジスタにそれぞれ関連する駆動段には
、同じ方式で名称が付けられている。
トランジスタとしてパワーＭＯＳ形特にＮ形ＤＭＯＳト
ランジスタを使用するとき、このトランジスタの駆動に
は、トランジスタが三極管特性領域で動作するとき最小
抵抗を保証するようにゲート・ソースにＩＯＶの電圧を
生ずることができなければならない。このことは、低圧
側トランジスタのゲートには１０■の電圧を加える必要
があるが、高圧側トランジスタのゲートにはブリッジ電
源電圧よりもＩＯＶ高い電圧を加えなければならないこ
とを意味している。
ブリッジに加わる電源電圧が比較的高ければ（１０ない
し１２Ｖの範囲）、低圧側ＭＯＳ　　ｌ−ランジスタを
駆動するのに必要なＩＯＶの電圧を得るのが容易なこと
は明らかである。しかしながら、高圧側トランジスタを
駆動するには、電圧を所要値まで昇圧するポンプ式充電
回路を使用する必要がある。
低電源電圧（例えば、５Ｖ）の場合には、低圧側トラン
ジスタの駆動もうまく行かない。このため、２つのポン
プ式充電回路が必要となり、一方は低圧側トランジスタ
用のポンプコンデンサに設けられ、他方は高圧側トラン
ジスタ用のポンプコンデンサに必要とされる。
ポンプ式充電回路は通常、所要出力電圧に応じて１つ以
上設けられるポンプコンデンサ（例えば、前述の場合、
低圧側トランジスタ駆動用のものと高圧側トランジスタ
駆動用のものとで合計２つ）、被駆動トランジスタの等
個入力容量によって多くの場合構成されるタンクコンデ
ンサと、固定周波数で発振して、ポンプコンデンサへま
たはそれからタンクコンデンサへの電荷転送を走査する
固定周波数発振器とを備えている。
〔発明が解決しようとする課題〕
多数のコンデンサを使用することによって、この種部品
を集積回路に外付けで使用しない限り、現存のポンプ式
充電回路を完全なモノリシック形式として使用すること
はできない。
その上、同様にこの種コンデンサを使用するため、所要
最大出力電圧に達するのに要求されるある程度の緩速の
度合いは、この種コンデンサの特性に左右されよう。大
きさのオーダーとして、発振周波数５００ＫＨｚの発振
器の場合には、ＩＯないし５０回の発振器クロック信号
繰返し数に応じて、ＩＯＶに達するのに２０ないし１０
０μｓｅｃ。
の時間が要求される。
このことから、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ）電流
制御リングに使用するブリッジ回路に用いる上で、代表
的にＩＯないし５０ＫＨｚの動作周波数を有する誘導性
負荷には更に重大な制限が課せられる。この理由は、こ
の種周波数（１００ないし２０μｓｅｃ、の周期にそれ
ぞれ対応している）には、はるかに短い付勢時間及び消
勢時間が要求されることによる。
切り換え時間の短縮化にはブーストラップ容量性技術を
使用することが要求されるが、同技術は多くの場合駆動
回路に負担をかけ、このため低電圧駆動に関する諸問題
を解消するものではなく、しかも結論的にはモノリシッ
ク形式に集積化を達成できるものではない。
最後に、既に指摘したように、低電圧電源の場合、１つ
ではなく２つのポンプ式充電回路が必要であり、このた
め前述の諸問題を解決できないことは勿論のこと、この
種問題を複雑化するだけであることに注意すべきである
。
従って、かかる従来の諸問題に鑑み、本発明の目的は、
動作速度が比較的速く、モノリシック形式で容易に集積
化が図れ、しかも特に単一回路として使用して、高電源
電圧と同様に低電源電圧を用いて低圧側トランジスタ及
び高圧側トランジスタの双方を駆動するようにした、ポ
ンプ式充電回路を提供することにある。
〔課題を解決するための手段〕
本発明によれば、前述の目的は、所要駆動電圧に対応し
て電荷を蓄積するタンクコンデンサと、ブリッジ電源電
圧が加えられる、前記タンクコンデンサの充電回路とを
周知のようにして備えたポンプ式充電回路において、前
記充電回路が誘導子と、前記誘導子より前記タンクコン
デンサに充電電流が放出される状態から、前記誘導子か
らの前記充電電流の放出及び前記電荷蓄積の双方が中断
される状態へと周期的に切り換わるように動作する制御
用トランジスタとを具備し、この際、プリセット周波数
が設定された発振器と、前記タンクコンデンサ端子間の
電圧と前記電源電圧との間の差分を検出することができ
るようにした比較器とを備えた制御回路を前記制御用ト
ランジスタに設けて、前記差分がプリセット最大値以上
のとき前記制御用トランジスタを前記充電電流放出状態
に固定し、前記差分がプリセット最小値以下のとき前記
制御用トランジスタを非固定にし周期的切り換え動作を
再始動させて制御するようにしたことを特徴とするポン
プ式充電回路によって達成される。
〔作　用］ このように、本発明によるポンプ式充電回路はコンデン
サの使用を前記タンクコンデンサのみに限定している。
このため充電時間が十分に短縮化されるので、前記ブリ
ッジの付勢及び消勢を高速に行うことができ、かつ種々
の応用分野に使用できるという利点を有する。更に、低
電源電圧及び高電源電圧を用いて、単一回路で低圧側Ｍ
ＯＳ　　）ランジスタ及び高圧倒ＭＯ５）ランジスタの
双方を駆動することができ、このためこの種トランジス
タ駆動に必要な所望電圧に応じて、この種トランジスタ
を自由に配置することができる。　　、 〔実施例〕 本発明の範囲を限定する意味ではなく、その−層の理解
をはかる目的で、添付図面に本発明の実施例を示す。
第１図は電源電圧Ｖ、が加わる給電端子とアースとの間
に接続されたハーフブリッジ回路を示している。このハ
ーフブリッジ回路は、低位辺即ち低圧辺及び高位辺即ち
高圧辺にそれぞれ設けられた、２つのパワーＭＯＳ　　
ｌ−ランジスタＭｌ及びＭ２を備えている。また、これ
らのＭＯＳトランジスタはＮ形ＤＭＯＳで構成されてい
ることが好ましい。２つのダイオードＤＩ及びＤ２は２
つのＭＯＳトランジスタＭｌ及びＭ２のソース端子とド
レイン端子とをプッシュプル関係に接続しである。また
、このハーフブリッジ回路の出力信号は記号０１１Ｔで
示しである。
前記２つのＭＯＳ　　）ランジスタｈ１及びＭ２には、
この種の実質的に既知の駆動段ＤＳＩ及びＤＳ２がそれ
ぞれ接続されている。これらの駆動段はそれぞれのトラ
ンジスタのゲート端子に電圧を印加するためのもので、
この結果、例えばゲート・ソース間電圧Ｖ□を少なくと
もＩＯＶに設定するようにしている。
このために、前記２つの駆動段ＤＳＬ及びＤＳ２には、
ポンプ式充電回路ＣＰＣによって電圧が供給される。そ
しｔ、このポンプ式充電回路にはハーフブリッジと同一
の電源電圧Ｖ、が供給され、同回路はこの電源電圧ｖ３
に比して約１５Ｖだけ高い駆動電圧Ｖ、をその出力端子
に出力する。この駆動電圧ＶＰは高圧側駆動段ＤＳ２に
は直接印加されるが、低圧側駆動段ＤＳＬに対しては、
１０ないし１２Ｖの範囲に電圧を設定するようにした電
圧調整器ＲＴを介して印加される。
前記ポンプ式充電回路ｃｐｃは実質的に、誘導子り、Ｎ
ＰＮ形バイポーラトランジスタＴ、ダイオードＤ、タン
クコンデンサＣ及び制御回路ＣＣを備えている。
前記誘導子りは電源電圧ν、が加わる給電端子と前記バ
イポーラトランジスタＴのコレクタとの間に接続されて
いる。また、バイポーラトランジスタＴのコレクタは抵
抗器を介してアースされている。バイポーラトランジス
タＴのコレクタはまた直列接続のダイオードＤ及びタン
クコンデンサＣを介してアースされている。また、この
タンクコンデンサＣには電流源回路Ｇが並列に接続され
ている。ダイオードＤとコンデンサＣとの間の中間ブラ
ンチはポンプ式充電回路ｃｐｃの出力端子ＶＣを構成し
ており、この出力端子ＶＣには前記駆動電圧ＶＰが出力
される。
前記バイポーラトランジスタＴのベースには前記制御回
路ＣＣの出力端子が接続されている。
制御回路ＣＣは第２図にその構成を詳細に示しである。
前記制御回路は主として、クロック信号ＳＣを一定の周
波数で連続的に発生ずる発振器０ＳＣ１過電圧比較器Ｃ
Ｐｌ、及び過電流比較器ＣＰ２を備えている。
前記過電圧比較器ＣＰＩはヒステリシス比較器であって
、電源電圧ν、が加わる給電端子に接続された負極入力
端子と、前記チャージポンプ回路の出力端子ＶＣに接続
された正極入力端子とを有している。従って、この比較
器ＣＰＩは２つの電圧Ｖ、及びＶ、を比較することによ
って、差分（ＶＰ　−Ｖ３　）がプリセット最大値ＶＬ
ｈｈ、例えば１５Ｖを上回れば、出力電圧Ｖｌを論理レ
ベル「１」に設定し、差分（ＶＰ　−ｖｓ　）がプリセ
ット最小値νい３、例えば１４Ｖを下回れば、出力電圧
Ｖｌを論理レベル「０」に設定する。
次に比較器ＣＰ２は前記バイポーラトランジスタＴのコ
レクタに接続された正極入力端子と、しきい価基準電圧
Ｖいが加わる端子に接続された負極入力端子とを有して
いる。このため、この比較器ＣＰ２は抵抗器Ｒの正極側
端子の電圧Ｖ。
と前記しきい価基準電圧Ｖｔｈとを比較して、Ｖ。
がＶｔｂを上回っていれば出力電圧ｖ２を論理レベルｒ
１．に設定し、これの逆の場合には出力電圧ｖ２に論理
レベル「０」を設定する。
前記発振器ＯＳＣ並びに前記比較器ＣＰＩ及びＣＦ２か
らのそれぞれの出力信号は、リセット優先型の二安定マ
ルチパイプレークＦＦの入力端子に加えられる。また、
この双安定マルチバイブレークＦＦの出力信号Ｑ及びＱ
′を使用して、抵抗器Ｒ１及びＮ型ＤＭＯＳ　ｌ−ラン
ジスタＭ３によりバイポーラトランジスタＴのベースを
制御する。この双安定マルチパイプレークＦＦは３つの
ＮＡＮＤ論理ゲートＮｌ、Ｎ２及びＮ３を備えており、
このうち最初のＮＡＮロ論理ゲートＮｌは、インバータ
ＩＮＶを介して発振器ＯＳＣの出力端子に接続された一
方の入力端子と、ＮＯＲ論理ゲー）Ｎ４の出力端子に接
続された他方の入力端子とを有している。また、このＮ
ＯＲ論理ゲートＮ４は、発振器ＯＳＣの出力端子と、比
較器ＣＰＩの出力端子と、比較器ＣＰ２の出力端子とに
それぞれ接続された３つの入力端子を有している。次に
前記論理ゲートＮ２及びＮ３は、前記論理ゲー１−Ｎｌ
及びＮ４の出力端子にそれぞれ接続された一方の入力端
子と、これらの論理ゲー）Ｎ３及びＮ２の出力端子にそ
れぞれ接続された他方の入力端子とを有している。論理
ゲー）Ｎ２の出力信号、即ち双安定マルチバイブレータ
ＦＦの出力信号Ｑは抵抗器Ｒ１を介してトランジスタＴ
のベースに加えられる。次いで論理ゲートＮ３の出力信
号、即ち双安定マルチバイブレータＦＦの反転出力信号
Ｑは０ＭＯ５）ランジスタＭ３のゲートに加えられる。
また、このトランジスタＭ３はトランジスタＴのベース
に接続されたドレインと、アースに接続されたソースと
を有してている。
以上に説明した回路全体は、誘導子り及びコンデンサＣ
を除いて、単一モノリシック構造体に集積化することが
できる。バイポーラトランジスタ及びＭＯＳ　　）ラン
ジスタを同一基板に作り込むのに、集積化技術が必要と
されるのは勿論である。
第２図に示すポンプ式充電回路を、第１図に示したよう
なパワーＭＯＳトランジスタ式ハーフブリッジを駆動す
るのに使用するとすれば、前述の回路構成に基づいて、
このポンプ式駆動回路の動作モードは以下のように説明
される。
即ち、既述したように、発振器Ｏ３Ｃは一定の周波数で
クロック信号ＳＣを発生し、このクロック信号は次にイ
ンバータＩＮＶによって対応反転クロック信号ＳＣ′に
変換される。この反転クロック信号ｓｃ’の波形は、第
３図及び第４図の波形曲線ａ）にそれぞれ図示しである
。これらの図中、Ｘ軸は時間ｔを表わしている。
反転クロック信号ＳＣ′が論理レベル「０」のとき、双
安定マルチバイブレークＦＦの出力信号Ｑは第３図及び
第４図（波形曲線ｄ））における論理レベル「１」をと
り、このためバイポーラトランジスタＴは導通状態とな
る。従って、電流Ｉハ誘導子り及びトランジスタＴを流
れ、法則Ｉ＝　ｖ、／　（ｌｘｔ）に応じて増加する。
電源電圧ｖ３が低く、例えばｖ、＝５Ｖの場合、電流Ｉ
の増加曲線の勾配は第３図の波形曲線ｅ）に図示しであ
る。この電流の曲線勾配は十分に大きいものではなく、
このため反転クロック信号ＳＣ′が論理レベル「１」に
切り換わる前に電圧ｖｒが比較器ＣＰ２のしきい価基準
電圧Ｖｔｈに達することはない。この結果、双安定マル
チバイブレータＦＦの出力信号Ｑは論理レベル「０」に
切り換えられる。このようにして、比較器ＣＰ２の出力
電圧ｖ２は論理レベル「０」のままとなる（第３図の波
形曲線ｂ）参照）。
トランジスタＴが非導通状態になると、出力電圧Ｖ、が
増大する結果、誘導子りに蓄積されたエネルギーはコン
デンサＣへと転送される。
トランジスタＴの非導通時間を十分に長くして、誘導子
りからコンデンサＣへ全蓄積電荷を転送できるようにす
る必要があることは勿論である。以上のように思量した
場合、ポンプ式充電回路ＣＰＣの出力電圧は、ｖ、＝５
Ｖにおける等式ＶＰ　＝　Ｖｓ　＋１５Ｖを満たす必要
があることから、電荷転送の際に誘導子りからコンデン
サＣへと流れる充電電流の勾配が３倍大きくなって、ト
ランジスタＴの非導通時間が導通状態の場合の１／３倍
またはそれ以上であることが要求される。第３図に示す
ように、反転クロック信号ＳＣ′のデユーティサイクル
が５０％またはそれ以下であるとすれば、こういった動
作が生じる。
反転クロック信号ｓｃ’が再度論理レベル「０」になる
と、トランジスタＴによって誘導子りは再び付勢される
が、コンデンサＣは駆動段０５１及びＤＳ２に一部の電
荷を放電する（第３図の波形曲線ｆ）参照）。
電圧Ｖ、が比較器ＣＰＩの上限トリップしきい値、即ち
（ｖｓ　＋　Ｖいｈ）に達しない間は、前述のサイクル
が繰り返される。電圧ｖＰが一旦このしきい値を上回る
と、比較器ＣＰＩの出力電圧ｖ１は論理レベル「１」を
とり（第３図の波形曲線Ｃ）参照）、このため双安定マ
ルチバイブレークＦＦはリセット状態に切り換えられて
、回路がクロック信号に応答しなくなり、トランジスタ
Ｔが非導通状態のままとなる。
このとき、電圧ｖＰがヒステリシス比較器ＣＩ’１の下
限トリップしきい値、即ち（ＶＳ−　＋　Ｖｔｈｔ　）
に達するまで、コンデンサＣは徐々に放電する。
この放電時間が駆動段ＤＳＩ及びＤＳ２の両特性に依存
するのは明らかである。
電圧Ｖ、が一旦前述の下限トリップしきい値に達すると
、比較器ＣＰＩの出力電圧ｖ１は論理レベル「０」に戻
り、双安定マルチバイブレークＦＦがリセット状態から
解放され、クロック信号ＳＣによりトランジスタＴが制
御されて導通状態と非導通状態とを交互にとり、この結
果、誘導子りからコンデンサＣへのエネルギー転送が周
期的に繰り返される。
従って、ポンプ式充電回路ＣＰＣからの出力電圧Ｖ、は
、上限トリップしきい値（ＶＳ−　＋　Ｖｔｈｈ）と下
限トリップしきい値（ＶＳ−　＋　ＶＬｈｔ　）　との
間のレベル、即ち前述の場合には（ｖｓ＋１５Ｖ）と（
ＶＳ−　＋１４Ｖ）との間のレベルで出力される。こう
いった電圧は低圧側ＭＯＳトランジスタＭ１を駆動する
には大きすぎるので、電圧調整器ＲＴによって電圧レベ
ルを調整する。一方、この種電圧レベルは高圧側？ｌＯ
Ｓ　　トランジスタＭ２を駆動するのに十分である。
電源電圧Ｖ、が更に高くなって、例えばり。
＝１２Ｖの場合、ポンプ式充電回路ｃｐｃの動作は基本
的には変わらないが、トランジスタＴが導通状態にある
とき電流Ｉが増大して、その曲線勾配は一層大きくなる
（第４図の波形曲線ｅ）参照）。このようにしてこの回
路では電流レベルの増大とこれに伴う誘導子りにおける
蓄積エネルギーの増大とをきたし、この結果、例えばト
ランジスタＴの次の非導通状態の際、蓄積エネルギーが
コンデンサＣへと完全に転送できなくなる。このため、
誘導子りにはエネルギーが累積的に蓄積されてゆき、ト
ランジスタＴを流れる電流が増大し、この結果、例えば
ポンプ式充電回路における電力損失が増大し、かつチャ
ージポンプ効率が低下する。
こういった欠点を解消するために、比較器ＣＰ２が設け
られて、誘導子りを流れる電流をトリップしきい値Ｖｔ
ｈに対応するレベル値に制限するようになっている。電
流■がこのレベル値に達すると直ちに、比較器ＣＰ２の
出力電圧ｖ２は論理レベル「ｌ」をとり、この結果、双
安定マルチパイプレークＦＦが瞬間的にリセットされ、
相応してトランジスタＴが瞬間的に非導通状態となる。
このようにして、インパルスＱの持続時間が短縮化され
、かつトランジスタＴの導通時間が相応して短かくなる
。また、トランジスタＴの非導通時間内に誘導子りから
コンデンサＣへ全エネルギーの転送が確実に行われるよ
うに、電流の制限値を設定する必要があることは勿論で
ある。
この場合、ポンプ式充電回路ＣＰＣはまたその出力端子
に、（ＶＳ−　＋Ｖｔｈｈ）と（ｖｓ　十Ｖｔｈｔ）と
の間のレベル、即ら前述のように例示的に思量した場合
には（ｖｓ　＋１５Ｖ）と（ＶＰ　＋１４Ｖ）との間の
レベルで出力電圧ＶＰを出力する。
〔発明の効果〕
従って、本発明による単一のポンプ式充電回路は誘導子
り及びコンデンサＣを除いて完全に集積化することがで
きて、高圧側ＭＯＳトランジスタ及び低圧側ＭＯＳ）ラ
ンジスタ用の所要駆動電圧として高圧及び低圧電源電圧
Ｖ、をそれぞれ確実に供給することは明らかである。一
方、使用するコンデンサの容量を低減することによって
トリップ時間が短縮化されるので、パワートランジスタ
の導通及び非導通時間の短縮化が要求される種々の応用
分野に、ポンプ式充電回路とハーフブリッジとを使用す
ることができる。
このために、トランジスタＴをバイポーラトランジスタ
形式で構成して、ＭＯＳ　　）ランジスタに比して低い
トリップしきい値を設けることによりＭＯＳ　）ランジ
スタの導通の場合に比して低い電源電圧が切り換えでき
るようにしたことは特に重要である。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明によるポンプ式充電回路によって給電さ
れる、駆動段を備えたパワーＭＯＳトランジスタのハー
フブリッジを示す回路図、第２図は第１図のポンプ式充
電回路の回路構成を具体的に示す回路図、また第３図及
び第４図はそれぞれ低電源電圧及び高電源電圧の場合に
おいて、第２図の回路に現われるそれぞれの主要信号の
波形を示すタイムチャート図である。 ＣＰＣ・・・ポンプ式充電回路、Ｃ・・・タンクコンデ
ンサ、Ｌ・・・誘導子、Ｔ・・・ＮＰＮ型バイポーラト
ランジスタ、ＣＣ・・・制御回路、ＯＳＣ・・・発振器
、ｃｐｉ・・・ヒステリシス比較器、ｖＰ・・・駆動電
圧、Ｖ、・・・電源電圧、Ｖいゎ・・・プリセット最大
値、Ｖい、・・・プリセット最小値。 代理人　弁理士　小　川　信　−

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、所要駆動電圧（Ｖ＿Ｐ）に対応して電荷を蓄積する
    タンクコンデンサ（Ｃ）と、ブリッジ電源電圧（Ｖ＿Ｓ
    ）が加えられる、前記タンクコンデンサ（Ｃ）の充電回
    路とを備えたパワーＭＯＳトランジスタブリッジ駆動用
    ポンプ式充電回路において、前記充電回路が誘導子（Ｌ
    ）と、前記誘導子（Ｌ）より前記タンクコンデンサ（Ｃ
    ）に充電電流が放出される状態から、前記誘導子（Ｌ）
    からの前記充電電流の放出及び前記電荷蓄積の双方が中
    断される状態へと周期的に切り換わるように動作する制
    御用トランジスタ（Ｔ）とを具備し、この際、プリセッ
    ト周波数が設定された発振器（ＯＳＣ）と、前記タンク
    コンデンサ（Ｃ）端子間の電圧（Ｖ＿Ｐ）と前記電源電
    圧（Ｖ＿Ｓ）との間の差分（Ｖ＿Ｓ−Ｖ＿Ｐ）を検出す
    ることができるようにした比較器（ＣＰ１）とを備えた
    制御回路（ＣＣ）を前記制御用トランジスタに設けて、
    前記差分（Ｖ＿Ｓ−Ｖ＿Ｐ）がプリセット最大値（Ｖ＿
    ｔ＿ｈ＿ｈ）以上のとき前記制御用トランジスタ（Ｔ）
    を前記充電電流放出状態に固定し、前記差分（Ｖ＿Ｓ−
    Ｖ＿Ｐ）がプリセット最小値（Ｖ＿ｔ＿ｈ＿ｌ）以下の
    とき前記制御用トランジスタを非固定にし周期的切り換
    え動作を再始動させて制御するようにしたことを特徴と
    するパワーＭＯＳトランジスタブリッジ駆動用ポンプ式
    充電回路。 ２、前記制御用トランジスタ（Ｔ）がバイポーラトラン
    ジスタである請求項１記載のポンプ式充電回路。 ３、前記制御用トランジスタ（Ｔ）が前記タンクコンデ
    ンサ（Ｃ）に対して前記誘導子（Ｌ）とアースとの間に
    分岐して接続されている請求項１記載のポンプ式充電回
    路。 ４、前記制御回路（ＣＣ）が前記誘導子から放出される
    充電電流を検出することができるようにした比較器（Ｃ
    Ｐ２）を更に備えて、前記充電電流がプリセットしきい
    値（Ｖ＿ｔ＿ｈ）以上のとき、前記制御用トランジスタ
    （Ｔ）を前記充電電流放出状態に直ちに固定し、前記発
    振器（ＯＳＣ）の制御によって前記誘導子（Ｌ）の次の
    充電サイクルが開始されるまで前記状態を維持するよう
    に制御した請求項１記載のポンプ式充電回路。 ５、前記比較器（ＣＰ２）がヒステリシス比較器である
    請求項１記載のポンプ式充電回路。
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