JPH0282702A - Ｆｍ復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、磁気記録再生装置におけるＦＭｆｉ！１１回
路に関するもので、特にＦＭ変調波が高いＦＭ変調波信
号を再生する場合に発生しやすい反転現象を防止するも
のである。

従来の技術 民生用のＶＴＲのように低搬送波ＦＭ記録再生で、かつ
ＦＭ片側帯波再生を行なう磁気記録再生装置において、
ＦＭ変調指数が大きいＦＭ変調波信号を復調する場合、
ＦＭ復調器において零クロス点が忠実に再現できず、反
転現象が生じやすい。

これは、下側帯波成分Ｊ、のレベルがＦＭ基本波成分Ｊ
０（７）レベルに比べ、大きくなる時に発生し、さらに
再生ノイズが重畳されている場合では、ノイズの影響で
、Ｊ、＜Ｊｏの場合でも反転現象が発生する。

従来、この反転現象を軽減する復調方式が種々提案され
ている０例えば、特開昭５７−１８９３１１号公報に示
されているように、再生ＦＭ信号の基本波成分をリミッ
タ回路により方形波に変換し、この方形波によりパルス
を発生させ、このパルスを再生ＦＭ信号に重畳した後、
第２のリミッタ回路により復調するものである。これを
第１２図のブロック図、第１３図（Ａ）〜（Ｊ）の波形
図を用いて説明する。

再生ＦＭ信号りをバンドパスフィルタ２０により基本波
成分ｉを取り出し、所定時間遅延し信号ｊを得る。信号
ｊをリミッタにかけ信号ｋを得、信号によりパルス信号
１を得る。ここで、信号ｌは基本波信号ｊの零クロス点
の情報を示すパルスであり、本発明と本質的に異なる点
である。そして、再生ＦＭ信号りにパルスｌを重畳する
ことにより信号ｍを得、変調度が高い点においても零ク
ロス点が存在し、反転現象は生じないというものである
。

しかしながら、ＦＭｉ本波を所定時間遅延した信号ｊの
零クロス点の時間情報である信号１と、再生ＦＭ信号波
形のピーク点との時間情報は本質的に異なった時間情報
であるにもかかわらず、それを重畳するのはＦＭ信号の
もつ情報を歪ませることになり、次のような問題が生じ
ていた。

今、ＶＴＲでのＦＭアロケーションを５〜７ＭＨｚとし
、ダーククリップを１００％、ホワイトクリップを２０
０％とすると、ダーククリップ周波数は３Ｍ）（ｚ、ホ
ワイトクリップ周波は９ＭＨｚとなり、基本波の存在す
る範囲は３〜９ＭＨｚとなる。

つまり基本波の反転周期は約３３３　／　２　ｎ５ｅｅ
〜１１１／２ｎｓｅｃの間で変化することになる。

第１３図りに再生ＦＭ信号、基本波信号をｉに示し、遅
延時間を１００ｎｓｅｃとした時の重畳するパルス波形
を１に、重畳した時の波形をｍに示す。

ｍを見ると、重畳されたパルスと再生波との位相関係が
周波数によってずれる。つまり基本波信号ｉが低い周波
数のときでは、パルスと基本波信号のピーク点が一致す
るが、基本波信号ｉが高い周波数のときでは、ずれてく
る、そのため、χ１ポイントでは零クロスが復元できず
、いわゆる黒やぶれが発生し、χ２ポイントでは余分に
零クロスが発生するいわゆる白やぶれが発生するのがわ
か次に遅延時間を短かくし、５０ｎｓｅｃとして時のパ
ルス波形を１２に、重畳した時の波形をｍ２に示す０ｍ
２を見ると、χ８ポイントで白やぶれが発生しているの
がわかる。さらに遅延時間を短かく設定すると、パルス
波形１２を信号りの零クロス付近に重畳することになり
、再生ＦＭ信号りの零クロス点の波形が変化し、復調後
の周波数特性に悪影響を及ぼすことが十分に考えられ、
遅延時間を単に短かく設定するのは好ましくない。

さらに、上記パルス波形を再生ＦＭ信号に重畳するとい
うことは、再生ＦＭ信号の最大振幅が増大することを意
味し、ＩＣ等の振幅値に制限のある系においてＦＭ信号
の最大振幅の増大は大きな問題となっていた。

発明が解決しようとする課題 このように、従来例では再生ＦＭ変調波の基本波の零ク
ロス点の有する時間情報を本質点に別の時間情報である
ＦＭ再生信号のピーク点に重畳することに無理があり、
反転現象防止の効果がＦＭ基本波の存在するすべての周
波数範囲にわたって成立するものでは無く、ＦＭ再生信
号によっては、黒やぶれ、白やぶれ等の反転現象を防止
することはできなかった。さらに、ＩＣ等の振幅値に制
限のある系においてＦＭ信号の最大振幅の増大は大きな
問題となっていた。

課題を解決するための手段 上記課題を解決するため、本発明の復調回路は、ＦＭ変
調波のピーク点を検出するピーク検出回路と、前記ピー
ク検出回路の出力信号の立上りもしくは立下りエツジに
応じた微小幅のパルスを発生するパルス発生回路と、前
記ＦＭ変調波をリミッタするリミッタ回路と、前記リミ
ッタ回路の出力と前記パルス発生回路の出力を入力とし
演算する演算回路と、前記演算回路の出力をパルスカウ
ントするパルスカウント回路より構成したものである。

作用 本発明は、上記した構成により、ＦＭ基本波の存在する
すべての周波数範囲にわたって反転現象を防止すること
ができ、さらに再生ＦＭ信号の最大振幅値を増大させる
ことがないため、ＩＣ等の振幅値に制限のある系におい
て極めて大きな効果を発揮するものである。

実施例 以下、本発明の一実施例について図面を参照しながら説
明する 本発明の第１の実施例のブロック図を第１図に示し、各
部ａ　ｙ　ｆに対応する波形図を第２図（Ａ）〜（Ｆ）
に示す、端子夏より入力された再生ＦＭ信号ａは基本波
ピーク検出回路２へ入力される。基本波ピーク検出回路
２は、再生ＦＭ信号の基本波成分のピーク点を示す情報
すを出力する。パルス発生回路３は、信号Ｃ％ｄに示す
ように信号すの立上りエツジでは信号ｃ１立下りエツジ
では信号ｄにパルスを発生するものである。ここで、信
号ｃ、ｄのパルス発生点は信号ａのピーク点と一致して
いる。

信号ａをリミッタ回路４に入力することにより信号ｅが
得られる。この信号ｅは区間Ｚｌ、　　Ｚ２において下
側帯波が強調されすぎたため正常な零クロスが行われず
反転現象が発生している。

この信号ｅを演算回路５で信号ｃ、ｄの情報と演算する
ことにより信号ｆを得る。ここで信号【は区間Ｚｌ、Ｚ
２にて零クロス点を復元しているため反転現象は生じな
い、信号ｆをパルスカウント回路６にてＦＭ復調するこ
とにより反転現象のない復調信号が得られる。

ここで、パルスカウント回路６は、入力信号の両エツジ
から一定時間パルスを出すものであり、周知であるので
説明を略する。

次に基本波のピーク点を検出する基本波ピーク検出回路
２の第１の実施例を第３図に示し、各部波形を第４図（
Ａ）〜（Ｄ）に示す、入力されたＦＭ再生信号ａをバン
ドパスフィルタＢＰＦ７を通し、ＦＭ基本波ｇを抜き出
す、ここでＢＰＦ７の通過帯域はおおよそＦＭ信号のデ
ビエーシヨンに設定される０次に信号ｇのピーク値を検
出するために、信号ｇを微分回路８で微分し、信号りを
得る。ここで、信号りの零クロス点が信号ｇのピーク点
を示すことになる。そこで信号りをリミッタ回路９によ
りリミッタすることにより信号すを得ることができる。

ここで、信号すは第１図、第２図の信号すと同一のもの
である。ここでＢＰＦ７と微分回路８の順序が入れかわ
っても構わない。

次に、微分回路８の第１の回路例を第５図（Ａ）に示す
。第５図（Ａ）は抵抗ＲとコンデンサＣによる微分回路
である。

次に微分回路の第２の回路例を第５図（Ｂ）に示す。こ
れは微小時間り、遅延する遅延回路１０とコンパレータ
１１により構成されている。第５図（Ｂ）の動作を第６
図の波形図を用いて説明する。

ここで、第５図Ｂと第６図に示す信号ｇ、　　ｂ、　　
ｉはそれぞれ対応している。ＦＭ基基本波色微小時間も
、遅延した信号ｉをコンパレートすると、信号すが得ら
れる。ここで、ｂは信号ｇのピーク点とは最大で微小区
間ｔ１だけずれているものであるが、Ｌｌを無視できる
だけ小さくする（例えば２０ｎｓｅｃ）ことは可能であ
る。さらにコンパレータｌＯの出力信号はすでに方形波
になっているため、第３図の微分回路８にこの構成を用
いた場合、第３図のリミッタ回路９は省略できるという
メリントがある。

次に基本波ピーク検出回路２の第２の実施例を示す。第
７図にブロック図、第８図（Ａ）〜（Ｄ）に波形図を示
す、再生ＦＭ信号ａより、ＢＰＦ７にてＦＭ基基本波色
取り出す。９０°シフト回路１２では、信号ｇの位相を
ＦＭ基基本波色存在する帯域において９０°シフトする
。これにより信号ｊが得られる。信号ｊの零クロス点は
信号ｇのピークポイントと一致している。つまり、信号
Ｊをリミッタ回路９にてリミッタすることにより信号す
を得ることができる。ここで、９０°シフト回路１２は
コンデンサと抵抗で構成することも可能であり、遅延素
子で構成することも可能である。

遅延素子を用いて位相を９０°シフトさせる例を第７図
（Ｂ）に示す。

第７図に示した９０１シフト回路１２は一種のくし形フ
ィルタであり、時間ｔ２遅延した信号」１に対し、入力
信号と時間２ｔ２遅延した信号を合成した信号とｊ２と
の位相差が常に９０”になるものである、そこで、信号
ｊ１をリミッタ回路４に送り、信号ｊ２をＢＰＦ７に送
り基本波ｊ３を取り出すと、この基本波ｊ３の零クロス
点は信号ｊ１のピークポイントと一致することになる。

そこで、信号ｊ３をリミッタ回路９にてリミッタするこ
とにより、信号すを得ることができる。ここで、信号す
の極性はリミッタ回路９で調整するものとする。この第
７図（Ｂ）の構成では、再生ＦＭｊｌもＬ２遅れている
ため、第１図に示したブロック図と若干具なったものに
なっている。これは、９０°シフト回路の構成によるも
のであり、本発明の本質的な問題ではない。

次にパルス発生回路３と演算回路５の回路例を第９図に
示し、各部の波形を第１０図（Ａ）〜（Ｈ）に示す。

パルス発生回路３はインバータ、ＡＮＤ、ＮＯＲゲート
で構成されており、演算回路５は２ケのＮＯＲゲートか
ら構成されている。ここで信号ａ〜［は、第１図、第２
図の信号ａ　−ｆに対応している。各ゲートの動作は明
らかであるので説明を略する。また、第９図は１実施例
を示しており、パルス発生回路３と演算回路５の回路は
他のゲートの組合せでも実現できる。

このようにパルス発生回路３と演算回路５をすべてディ
ジタル処理で実現できることは、ＩＣ化にとって極めて
有利である。さらに従来例に見られるように、リミッタ
以前のＦＭ変調波に他の信号を加算することがないため
ＦＭ変調波のＣ／Ｎの劣化、復調波形の歪は発生しない
。

ここで、上述した第１の実施例において、基本波ピーク
検出回路２の構成要素であるＢＰＦ７は、その帯域が狭
い程帯域内のノイズ量が減るためにＣ／Ｎが改善され、
反転現象の改善効果が大となる。しかし、反対に狭くし
すぎるとＦＭＭ本波が通過できなくなり基本波のピーク
検出が不完全になる。そこで、再生ＦＭ信号のキャリア
周波数やＣ／Ｎの状態にあわせ、ＢＰＦの帯域が最適値
になるようにアダプティブに制御するように構成しても
よい。制御するための情報としては、再生ＦＭ信号の出
力レベルや記録再生装置の記録モード（例えばＶＴＲで
は標準記録、長時間記録か。

もしくはスタンダード記録、ハイバンド記録）等が考え
られる。

次に、本発明の第２の実施例を示す、基本波ピーク検出
回路２やパルス発生回路２で回路の演算やフィルタによ
る微小な遅れが発生することが考えられる。そこで、こ
の微小な遅れを補償するために第１１図に示すように、
リミッタ回路４の前段に一種の遅延回路であるイコライ
ザ回路１３を挿入するのが望ましい、イコライザ回路１
３は、群遅延特性が一定で周波数特性が下端であるのが
望ましい。しかし、さらに復調信号のＳ／Ｎ改善を意図
して再生ＦＭ信号のＣ／Ｎの悪い高域成分を減衰させる
ローパスフィルタの特性であっても構わない、つまり、
従来復調信号のＳ／Ｎ改善手段として、復調器５の前段
で再生ＦＭ信号の高域成分を減衰することが知られてい
るが、減衰量を大とすると反転現象が生じるため、あま
り減衰量は大きくできなかった。しかし、本発明を用い
ることにより、イコライザ回路１３の高域の減衰器を大
とし、復調後のＳ／Ｎ改善量を大としながら反転現象を
発生させないことが可能となる。つまり、本発明の効果
としてＳ／Ｎ改善の効果も有することになる。

また、検出回路２においてＢＰＦ７の帯域をＦＭ側帯波
が入る程広くとり、さらにはＢＰＦ７を省いてしまい、
側帯波を含んだ状態のＦＭ信号のピーク点を微分回路８
によって直接検出することも可能である。つまり、基本
波ピーク検出回路２をＦＭ変調波のピーク検出回路と考
える。この場合、復調信号の波形劣化はさらに改善され
るがＢＰＦ７での帯域制限がないため、Ｃ／Ｎの改善効
果は無く、リミッタ回路９の出力信号すの信頼度も上述
した実施例に比べ低くなることになる。

また実施例ではＶＴＲの復調回路について述べたがこれ
に限定されるものでは無く、ディスク。

ＦＭ放送等のＦＭ復調回路すべてに対し本発明が有効で
あることは言うまでもない。

発明の効果 以上のように本発明は、ＦＭｆ：１１波の基本波のピー
ク点を検出する基本波ピーク検出回路と、前記基本波ピ
ーク検出回路の出力信号の立上りもしくは立下りエツジ
に応じた微小幅のパルスを発生する回路と、前記ＦＭ変
調波をリミッタするリミッタ回路と、前記リミッタ回路
の出力と前記パルス発生回路の出力を入力とし演算する
演算回路と、前記演算回路の出力をパルスカウントする
パルスカウント回路より構成されることにより、正常な
ＦＭ信号の零クロス点を変化させることなくＦＭ反転現
象を防止することができ、さらにはＦＭ再生信号の最大
振幅を増大することが無く、さらにはディジタル処理で
主要回路が実現できるためＩＣ化等において非常に有利
であるＦＭ復調回路を提供するものであり、ＦＭ片側帯
波再生を行なうＶＴＲ等にとってこの効果は極めて大な
るものがある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例のブロック図、第２図は
本発明の第１の実施例の波形図、第３図は本発明の基本
波ピーク検出回路の第１の実施例のブロック図、第４図
は本発明の基本波ピーク検出回路の第１の実施例の波形
図、第５図は本発明の基本波ピーク検出回路における微
分回路の回路図、第６図は本発明の基本波ピーク検出回
路における微分回路の波形図、第７図は本発明の基本波
ピーク検出回路の第２の実施例のプロνり図、第８図は
第７図の各部の波形図、第９図はパルス発生回路と演算
回路の回路図、第１Ｏ図は第９図の各部の波形図、第１
１図は本発明の第２の実施例のブロック図、第１２図は
従来例のブロック図、第１３図は従来例の波形図である
。 ２・・・・・・基本波ピーク検出回路、３・・・・・・
パルス発生回路、４・・・・・・リミッタ回路、５・・
・・・・演算回路、６・・・・・・パルスカウント回路
、７・・・・・・バンドパスフィルタ、８・・・・・・
微分回路、９・・・・・・リミッタ回路、１０・・・・
・・遅延回路、ｌｌ・・・・・・コンパレータ、１２・
・・・・・９０°シフト回路、１３・・・・・・イコラ
イザー回路。 代理人の氏名　弁理士　粟野重孝　はか１名第 図 渠 図 ｌ 第 図 １υ 第 図 第 図 ？ 第 図 （の ｂ　〜 第 図 ？ 第 図 ＣＤ） 第１０ｆｆｌ ＬＨ） チー 第１１図

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. （１）ＦＭ変調波のピーク点を検出するピーク検出回路
   と、前記ピーク検出回路の出力信号の立上りもしくは立
   下りエッジに応じた微小幅のパルスを発生するパルス発
   生回路と、前記ＦＭ変調波をリミッタするリミッタ回路
   と、前記リミッタ回路の出力と前記パルス発生回路の出
   力を入力とし演算する演算回路と、前記演算回路の出力
   をパルスカウントするパルスカウント回路より構成され
   ることを特徴とするＦＭ復調回路。
2. （２）ピーク検出回路は、ＦＭ変調波を微分する微分回
   路と、前記微分回路の出力信号をリミッタして零クロス
   点を検出するためのリミッタ回路より構成することを特
   徴とする請求項（１）記載のＦＭ復調回路。
3. （３）ＦＭ変調波の基本波のピーク点を検出する基本波
   ピーク検出回路と、前記基本波ピーク検出回路の出力信
   号の立上りもしくは立下りエッジに応じた微小幅のパル
   スを発生するパルス発生回路と、前記ＦＭ変調波をリミ
   ッタするリミッタ回路と、前記リミッタ回路の出力と前
   記パルス発生回路の出力を入力とし演算する演算回路と
   、前記演算回路の出力をパルスカウントするパルスカウ
   ント回路より構成されることを特徴とするＦＭ復調回路
   。
4. （４）基本波ピーク検出回路は、ＦＭ変調波の基本波を
   通過させるバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィ
   ルタの出力信号の位相を９０°シフトする９０°シフト
   回路と、前記９０°シフト回路の出力信号をリミッタし
   て零クロス点を検出するリミッタ回路より構成すること
   を特徴とする請求項（３）記載のＦＭ復調回路。
5. （５）基本波ピーク検出回路は、ＦＭ変調波の基本波を
   通過させるバンドパスフィルターと、前記バンドパスフ
   ィルターの出力を微分する微分回路と、前記微分回路の
   出力信号をリミッタして零クロス点を検出するためのリ
   ミッタ回路より、構成することを特徴とする請求項（３
   ）記載のＦＭ復調回路。
6. （６）ＦＭ変調波をピーク検出回路または基本波ピーク
   検出回路と、パルス発生回路での演算時間に対応する遅
   延時間を有するイコライザー回路を通過させた後、リミ
   ッタ回路へ入力することを特徴とする請求項（１）、ま
   たは（３）のいずれかに記載のＦＭ復調回路。
7. （７）イコライザー回路は、ＦＭ変調波の周波数の高域
   成分を減衰させる特性であることを特徴とする請求項（
   ６）記載のＦＭ復調回路。
8. （８）演算回路は２ケのＮＯＲゲートより構成されるこ
   とを特徴とする請求項（１）、または（３）のいずれか
   に記載のＦＭ復調回路。
9. （９）微分回路は、入力信号を微小時間遅延する遅延回
   路と、コンパレータより構成され、入力信号と遅延回路
   の出力信号を前記コンパレータの２入力に入力し微分信
   号を得ることを特徴とする請求項（２）または（５）の
   いずれかに記載のＦＭ復調回路。