JPH0285830A - コヒーレント光受信方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 目　　　　次 概　　　要　　・　・　・　・　・ ２頁 産業上の利用分野　・・・・・・・　　３頁従来の技術
　・　・　　　　　　　　　４頁発明が解決しようとす
る課題　・　・１０頁課題を解決するための手段　　・
・・１１頁作　　　用　　・　・　・　・　　・　・　
・　・　　・　・　１２真実　　施　　例　　・　・　
　　　　　　　　　・　・　・　１４頁発明の効果　　
　　　　　　・・・・２１頁概要 コヒーレント光受信方式に関し、 伝送速度の向上を図るのに適し、光源のスペクトル線幅
に対する要求が厳しくなく、且つ、構成の簡略化が可能
なコヒーレント光受信方式の提供を目的とし、 ベースバンド帯域に対して十分小さい周波数差が与えら
れた信号光及び局発光を光カプラにて合波した後受光器
にて光−電気変換して第１中間周波信号を得、この第１
中間周波信号を発振器からの正弦波信号及び余弦波信号
とそれぞれ乗積し、これらの乗積信号を９０゜ハイブリ
ッドカプラにて合波することにより第２中間周波信号を
得、この第２中間周波信号を非同期復調するようにして
構成する。

産業上の利用分野 本発明はコヒーレント光通信方式における受信方式に関
する。

光通信又は光伝送の分野に右いては、光伝送路により伝
送された強度変調光を直接的に受光素子により受光して
電気信号に変換する強度変ｍ／直接検波方式が一般的で
ある。これに対し近年、光周波数使用効率の向上及び伝
送距離の長大化等の要請から、スペクトル純度の高いレ
ーザ光源を送信用の搬送光及び受信用の局発光の光源と
して用い、受信側で受信光と局発光とを混合してヘテロ
ダイン検波、ホモダイン検波等を行うようにしたコヒー
レント光通信方式の研究が活発化している。

この方式によれば、強度変調／直接検波方式と比較して
受信感度の向上を期待できるので、光伝送路における中
継間隔の拡大若しくは中継器数の削減又は分岐数の増大
が容易になり、光伝送路を経済的に構築することが可能
になる。

しかしながら、コヒーレント光通信方式において、伝送
速度の向上が困難であることが次第に明らかになってき
た。現在のところ、コヒーレント光通信方式における最
高のビットレートは、ＣＰＦＳＫ方式で４　Ｇｂ／ｓが
報告されており（Ｋ、　Ｉｗａｓｈｉ−ｔａ　ａｎｄ　
Ｎ、　Ｔａｋａｃｈｉｏ、　ＯＦＣＭ１８．　ＰＤ１５
）　、一方、強度変調／直接検波方式では、１０Ｇｂ／
ｓが実験室レベルではあるが実現されている（Ｓ、Ｆｕ
ｊｉｔａ　ｅｔ　ａｌ。

、　ＯＦＣ″８８．　ＰＤ１６）。このため、伝送速度
の向上を図るのに適したコヒーレント光受信方式が要望
されている。

従来の技術 従来から提案されているコヒーレント光受信方式として
、ヘテロゲイン検波方式、ホモダイン検波方式及び位相
ダイバーシチ方式を、第６図により説明する。

同図（ａ）はヘテロゲイン検波方式のブロック図である
。送信側において、１２は半導体レーザ（ＬＤ）等の光
源、１４はその変調器、１６は入力信号に基づき変調器
１４を駆動する駆動回路であり、変調された光は、光伝
送路としての光ファイバ１８に導かれる。受信側におい
て、２４は局発光源、２２は局発光源２４からの局発光
の偏波面が受信した光の偏波面と一致するように制御す
る偏波制御器、２０は光ファイバ１８により伝送されて
きた光と局発光とを合波する光カプラ、２６は光カブラ
２０からの光を受光して光−電気変換する受光器、２８
は増幅器、５２はパンドパスフ、イルタ、４０は復調回
路、４２はローパスフィルタ、４４は識別回路、４６は
中間周波数が一定となるように局発光源２４の発振周波
数を制御する周波数安定化回路である。受信した光の信
号成分は、ホトダイオード等の受光器２６の自乗特性に
よってその光の周波数と局発光の周波数との差の周波数
（例えば数ＧＨｚ）の中間周波信号として取り出すこと
ができるので、これを復調回路４０により非同期復調す
るものである。ヘテロゲイン検波方式によれば、その他
のコヒーレント光受信方式によるのと同様、受光器２６
の出力として、受信した光の振幅と局発光の振幅との積
に比例した振幅を有する信号を得ることができるので、
適当な強度の局発光を用いることによって、高い受信感
度を達成することができる。

しかし、ヘテロゲイン検波方式であると、第７図（ａ）
に示すように、電カスベクトルが斜線で示される中間周
波（ＩＦ）信号の平均周波数がビットレート（Ｂヨ）の
１．５倍以上になり、従って、帯域として０．５Ｂ、〜
２．５Ｂ、を有する受光器が必要となる。例えば、ビッ
トレートが４Ｇｂ／ｓの場合、２ＧＨｚ　〜１０ＧＨｚ
の帯域が必要となり、この帯域において周波数応答が平
坦でしかも雑音特性の良好な受信器の提供が困難である
という事情を考慮すると、ヘテロゲイン方式は伝送速度
の向上を図るのに適しているとはいえない。但し、ヘテ
ロダイン検波方式では、包絡線検波等により簡単に非同
期復調を行うことができるので、光源のスペクトル線幅
に対する要求が厳しくないという利点がある。

第６図（ｂ）はホモダイン検波方式におけるＰＬＬルー
プ方式を示す図であり、この方式では、受信した光の搬
送波と局発光とが完全に同期するように局発光源２４０
位相を制御して、直、接ベースバンド信号を得るように
している。即ち、光カブラ２０において位相がπずれた
分配光をそれぞれ別の受光器２６により光−電気変換し
て増幅器５４で増幅し、その差信号を差動増幅器５６に
より得てＤＣ成分を除去し、得られた信号にビート成分
が生じないように、ループフィルタ５８を介して局発光
源２４０位相制御をするようにしている。

第６図（Ｃ）はホモダイン検波方式におけるコスタスル
ープ方式を示す図である。この方式では、９０°光カブ
ラ６０において分配された、互いに位相がπ／２ずれた
合波光をそれぞれ光−電気変換し、ミキサ６２において
乗積することによって変調成分を打ち消して局発光源２
４の位相ドリフトを検出し、位相制御するようにしてい
る。

これらのホモダイン検波方式では、受光器２６において
直接ベースバンド信号を得るようにしているので、受光
器の所要帯域については、第７図（ｂ）に示すように、
強度変調／直接検波方式と同様のものであれば足りる。

このため、ホモダイン検波方式は高速システムに適して
いるということができるが、位相同期ループが必要であ
り、そのループの帯域等の制限から、光源として極めて
狭線幅（例えばビットレートの０．０１％）なスペクト
ルを存するものが要求される。又、ＰＬＬループ方式に
あっては、ＤＣドリフトや局発光源の強度雑音の影響を
無視することができず、ＰＬＬループで局発光源の位相
を変化させる方法の実現が困難である等の種々の問題が
潜在しており、コスタスループ方式にあっては、一般の
光カブラと比較して構成が複雑な９０′″光カブラを必
要とし、受光器等が２組要るという問題がある。

第６図（ｄ）は位相ダイバーシチ方式における１　／　
Ｑ（Ｉｎｐｈａｓｅ　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）検波方式
を示す図である。この方式では、局発光の周波数を、受
信した光の搬送波の周波数と僅かに（例えば１０！Ｊｆ
ｌｚ）異ならせておき、受信した光と局発光を９０°光
カブラ６０により分配してそれぞれ光−電気変換し、復
調回路４０により非同期復調した後に加算器６４で加算
して、常に復調信号を得るようにしている。

第６図（ｅ）は位相ダイバーシチ方式における３ボ一ト
方式を示す図である。この方式では、１２０°光カブラ
６６を用い、一つの分配光とその分配光に対して位相が
２π／３．４π／３ずれた分配光について、それぞれ非
同期復調までを行い、加算器６４にて加算するようにし
ている。この方式によっても、Ｉ／Ｑ検波方式と同様常
に復調信号を得ることができる。

これらの位相ダイバーシチ方式によれば、第７図（Ｃ）
に示すように、受光器の帯域をホモダイン方式とほぼ同
じにすることができ、高速システムへの適用が可能にな
るばかりでなく、ホモダイン方式と異なり非同期復調（
検波）であるため、狭線幅なスペクトルの光源が不要で
ある。しかし、復調回路まで含めて複数チャネルの受信
系を構成する必要があり、受信器の構成が複雑になるこ
とに加えて、局発光を複数に分離するため、増幅器にお
ける熱雑音の影響、局発光の強度雑音の影響を受は易い
という問題がある。又、９０°光カブラ、１２０°光カ
ブラは一般に光学的に構成が複雑である。

発明が解決しようとする課題 従来の技術における主要な問題点を列挙すると以下の通
りである。

（１）　へテロダイン検波方式にあっては、光源のスペ
クトル線幅に対する要求は厳しくないものの、広帯域な
受光器を必要とするから高速システムに適用するのが困
難である。

（２）　ホモダイン検波方式にあっては、必要とされる
受光器の帯域は強度変調／直接検波方式と同等であるの
で、高速システムに適用することができるものの、狭線
幅なスペクトルを有する光源が必要である。

（３）　位相ダイバーシチ方式にあっては、高速システ
ムに適用することができ、光源のスペクトル線幅に対す
る要求が厳しくないものの、構成が複雑になる。

本発明はこのような事情に鑑みて創作さ、れたもので、
高速システムに適用することができ、光源のスペクトル
線幅に対する要求が厳しくなく、且つ、構成の簡略化が
可能なコヒーレント光通信方式を提供することを目的と
している。

課題を解決するための手段 第１図は本発明の原理図である。

このコヒーレント光受信方式は、ベースバンド帯域に対
して十分小さい周波数差が与えられた信号光１及び局発
光２を光カブラ３にて合波した後受光器４にて光−電気
変換して第１中間周波信号を得、この第１中間周波信号
を発振器５からの正弦波信号及び余弦波信号とそれぞれ
乗積し、これらの乗積信号を９０°ハイブリツドカブラ
６にて合波することにより第２中間周波信号を得、この
第２中間周波信号を非同期復調するようにしたものであ
る。

作　　　用 本発明の構成において、位相ダイバーシチ方式と同様に
、ベースバンド帯域に対して十分小さい周波数差を信号
光及び局発光に与えているのは、これらの合波光を受光
器にて光−電気変換して上記周波数差に応じた周波数を
有する第１中間周波信号を得たときに、その帯域をベー
スバンド帯域とほぼ同等なものとして、受光器の必要帯
域を最小限のものとするためである。

第１中間周波信号を発振器からの正弦波信号又は余弦波
信号と乗積しているのは、第１中間周波信号をアップコ
ンバートして常に信号成分を得ることができるようにし
ておき、従来の位相グイバーシチ方式における９０°光
カブラ、１２０°光カブラ等を不要にするためである。

第１中間周波信号を正弦波信号及び余弦波信号とそれぞ
れ乗積し、これらの乗積信号を９０゛ハイブリツドカプ
ラにて合波するようにしているのは、アップコンバート
する際に生じる有害なイメージ信号を除去することによ
り、非同期復調が可能な第２中間周波信号を得るためで
ある。即ち、信号光と局発光の周波数差はベースバンド
帯域に対して小さいから、受光器において生じた電気信
号は、第２図に示すよ・うに、ＤＣで折り返された信号
が重なった電カスベクトルを有しており、これに起因す
るアップコンバートした際のイメージ信号を上記一連の
手段により除去するものである。

このように本発明によれば、従来の位相ダイバーシチ方
式と同様広帯域な受光器を必要としないので高速システ
ムに適用することができ、又、非同期復調を行うから光
源のスペクトル線幅に対する要求が厳しくなく、さらに
、９０°光カブラ、１２０°光カプラ等の使用が不要で
あり複数チャネルの受信系の構成が不要であるから構成
が簡略化される。

実　　施　　例 以下本発明の実施例を図面に基づいて説明する。

第３図は本発明を適用して構成されるコヒーレント光通
信システムのブロック図である。尚、従来例と実質的に
同一の部分には同一の符号を付し、その説明を一部省略
する。送信光源１２としてはＤＦＢ−ＬＤ　（分布帰還
型半導体レーザ）を、変調器１４としては位相変調器を
用いることができる。この場合変調方式はＰＳＫ方式と
なる。変調器１４は強度変調器でも良く、この場合ＡＳ
Ｋ方式となる。変調器１４を用いずに、送信光源１２を
直接変調してＣＰＦＳＫ方式としても良い。上記例示さ
れた変調方式、その他の方式により変調された光信号は
、例えば単一モード光ファイバからなる光伝送路１８を
介して受信側に伝送され、この信号光は、偏波制御器２
２により偏波面を整合された局発光源２４からの局発光
と光カプラ２０において合波される。合波された光信号
は、ホトダイオード等を用いて構成される受光器２６に
より検波される、即ち、光−電気変換される。このとき
、受光器２６は自乗検波特性を有しており、又、局発光
と信号光はベースバンド帯域に対して十分小さい例えば
ｌ　ＯＭＨｚの周波数差を有しているので、受光器２６
において上記周波数差に応じた第１中間周波信号が得ら
れる。

第４図は受光器２６の具体的構成例を説明するための図
である。同一特性の受光素子２６ａ、２６ｂを直列接続
し、位相が１８０°ずれた光カプラ２０からの光をそれ
ぞれ受光素子２６ａ、２６ｂに同一光路長で入力するよ
うにして構成されている。この構成によれば、受光素子
２６ａ、２６ｂに入力される信号成分は逆相となり、局
発光の強度雑音成分は同相となるから、信号成分は相加
され、強度雑音成分は相殺され、局発光の強度雑音を大
幅に低減することができる。又、各受光素子２６ａ、２
６ｂにおいて生じたＤＣ成分を取り除くことができる。

本発明では、受信系が１チヤネルであるため、上述のよ
うな二重平衡型受光器を容易に構成することができる。

再び第３図において、受光器２６からの第１中間周波信
号は、増幅器２８により低雑音増幅された後、２つの枝
に分岐される。分岐された一方の信号は、ミキサ３２に
おいて発振器３０からの余弦波信号（ｃｏｓ　２πｆ、
ｔ）により乗積変調される。

又、分岐された他方の信号は、ミキサ３６において、移
相器３４により移相された発振器３０からの正弦波信号
（ｓｉｎ２πｆ、ｔ）により同じく乗積変調される。発
振器３０の発振周波数ｆ、は、例えばＤＰＳＫ方式の場
合は、 ｆ　ａ　＋　ｆ　ｏｆｆｓｅｔ　＝　ｎ　Ｂ７２（ｎ＝
２．　３．　４．・・・） となるように設定することができる。ここで、ｆ　ｏｒ
ｆｓｅｔは第１中間周波数、Ｂｍはベースバンド信号の
帯域、即ちビットレートである。正弦波信号及び余弦波
信号により乗積変調された第１中間周波信号は、それぞ
れ９０゜ハイブリッドカプラ３８の人力部３８ａ、３８
ｂに入力される。

９０゜ハイブリッドカプラ３８は、マイクロ波信号用の
部品としてパッシブ導波路から形成することができ、そ
の具体的な動作を第５図により説明する。同図（ａ）に
示すように、一方の入力部３８ａに信号を人力すると、
対応する出力部３８Ｃからは位相遅れなしに信号が出力
され、他方の出力部３８ｄからは位相が９０°連れて信
号が出力され、他方の入力部３８ｂからは信号は、出力
されない。又、同図（ｂ）に示すように、入力部３８ｂ
から信号を人力すると、出力部３８ｄからは位相遅れな
しに信号が出力され、出力ｔ１３８ｃからは位相が９０
°連れて信号が出力され、入力部３８ａからは信号は出
力されない。

再び第３図において、９０゜ハイブリッドカプラ３８に
よりイメージ信号を除去して得た第２中間周波信号のう
ちの一方、例えば出力部３８ｃから出力された信号は、
復調回路４０において非同期復調され、ローパスフィル
タ４２及び識別回路４４によりもとの情報が再生される
。出力部３８ｄから出力された他方の第２中間周波信号
は、アップコンバートする前の第１中間周波信号の周波
数を情報として含んでいるため、これを周波数安定化回
路４６を介して局発光源２４にフィードバックしてＡＦ
Ｃ（自動周波数制御）を行うことによって、第１中間周
波数を一定に保つことができる。尚、第２中間周波信号
の両方を復調に用い、第１中間周波信号をフィードバッ
クしてＡＦＣを行うようにしても良い。

以下、イメージ波の除去の原理を説明する。いま、受光
器の受光面における信号光の電界Ｅ、及び局発光の電界
Ｅ、は、次式により与えられる。

Ｅｓ＝　（Ｌ’Ｐｓ）　ｅｘｐ　［ｊ　　（２ｒｒ　ｆ
ｓ　ｔ＋ψｓ　（ｔ）＋θ、（１））］・・・（１）Ｅ
Ｌ＝　（（ＰＬ）　ｅｘｐ　［ｊ　　（２ｒｒ　ｆｔｔ
＋θＬ（１））］・・・（２） ここでＰｓ、　　Ｐ、は信号光、局発光の強度、ｆ　５
ｒｆＬは信号光、局発光の周波数、θ５（ｔ）。

θ、（ｔ）は信号光、局発光における位相雑音、ψ、（
ｔ）は信号位相である。ＰＳＫにおいては、（１）ｓ　
（ｔ）　ハ（０，π）　０）値をとり、ＣＰＦＳＫにお
いては、ψｓ　（ｔ）は任意の２値・をとり、また、Ａ
ＳＫにおいては、ψ５（ｔ）−〇であり、Ｊｐｓが変化
する。

このとき、受光器２６に生じる電気信号は、１＝　　Ｅ
Ｓ＋ＥＬ　　２ ＝ＰＳ＋ＰＬ＋　２　　（ＦＰｓＰＬ）　ＣＯ９（２π
（ｒｓ−ｆＬ）ｔ＋ψｓ　（ｔ）＋θｓ　（ｔ）θＬ　
（ｔ）　）　　　　　　　　　　　　・・・（３）で表
される。ここで、第１中間周波数ｆ。ｆｆａｔｔ　＝ｆ
ｓ　　ｆＬ　　は、ベースバンド帯域Ｂ、に対して十分
小さく設定されている。〔３〕式で表される信号をまず
直接ｃｏｓ　２πｆ、ｔで変調（乗積）するとく但し、
ｆ、≧１．５Ｂ、）、 Ｉ＋　＝　２　（（ＰＳ　ＰＬ）　ｃｏｓ　（２ｒｒ　
ｆｏｔｒｓ＊ｔｔ　＋ψＳ＋Δθ）ｃｏｓ（２πｆ、ｔ
） ＝　（Ｊ　ＰＳＰＬ）　ｃｏｓ　（２ｒｒ　ｆ、　ｔ＋
ψＳ＋Δθ＋２πｆ　ｏｒｒｓｓｔ　ｔ　）　＋　（ｒ
　Ｐｓ　Ｐｔ）　ｃｏｓ　（’２πｆ、ｔ−ψＳ−Δθ
−２πｆ　ｏｆｆｓｅｔ　ｊ　）・・・（４） となる。ここでψＳ＝ψ５（ｔ）、Δθ＝　θ。

（１）−θＬ（ｔ）ｌである。また、以下の説明の便宜
上、 ｃｏｓ（２πｆ、ｔ＋ψＳ＋Δθ ＋２πｆ　、ｔｔ、、ｔ　ｔ　）　　＝　Ａ　・（５）
ｃｏｓ　　（２ｒｒ　ｆ、　を−ψＳ−Δθ−２π　ｆ
　、ｔｒ−ａｔ　ｔ　）　　＝　Ｂ・・・（６）とおく
。このように、アップコンバートすることにより、位相
が反転したイメージが現れるから、このまま復調するこ
とはできない。

一方（３〕式で表される信号をｓｉｎ　２πｆ、ｔで変
調すると、 Ｉｚ＝　（ｒＰｓＰＬ）ｓｉｎ　（２πｆ、ｔ＋ψＳ＋
Δθ＋２πｆ　ａｒｒｓａｔ　ｔ）　　　＜（Ｐ　ｓ　
Ｐｉ、）　Ｓｌｎ　（２πｆ、を−ψＳ−Δθ−２πｆ
　ｏｆｆｓｅｔ　ｊ　）・・・（７） となる。ここで、 ｓｉｎ　（２ｒｒ　ｆ、　ｔ＋ψＳ＋Δθ＋２πｆ　、
ｒｔ−ｃ　ｔ　）　＝　Ｃ・”（８）ｓｉｎ（２πｆ、
ｔ−ψＳ−Δθ 一２πｆ、ｔｔ、、ｔｔ　）　＝　Ｄ・・・（９）とお
く。（４）〜（９）式より、ＣはＡに対して位相が９０
°進んでおり、Ｄは已に対して位相が９０゜連れている
。９０°位相を遅らせる変換を（本）で表すとすると、 Ａ＝Ｃ” Ｄ＝Ｂ”。

Ａ”＝　（Ｃ”）”ニーＣ。

Ｄ”＝　（Ｂ”）　”＝−Ｂとなるから、９ｏ゜ハイブ
リッドカプラ３８の出力Ｊ１．Ｊ２は、ｊ＋＝　Ｎ＋＋
　Ｉ２”）／２ ＝　　（ＪｐｓｐＬ）　　　（Ａ＋Ｂ＋Ｃ”＋Ｄ”）　
　／２＝　（ＪＰ、ＰＬ）　Ａ　　　　　　　−（１０
）Ｊｚ＝（Ｉど＋１２） ＝　＜Ｉｐｓｐｔ＞　Ｄ　　　　　　　・・・（１１）
となり、イメージを分離することができ、それぞれ復調
検波することができる。

発明の効果 以上詳述したように、本発明によれば、位相同期ループ
が不要であり、ホモダイン検波方式と比較して、スペク
トル線幅が広い光源を用いることができるようになると
いう効果を奏する。又、位相ダイバーシチ方式等と比較
して、受信系が１チヤネルでよく、光信号の段階、にお
いで９０”光カプラ等を用いる必要がないので、構成が
簡単になるという効果もある。更に、受光器の帯域が狭
くて良いので、ヘテロダイン検波方式と比較して、高ビ
ツトレート化が容易になると共に、ＦＤＭ方式（周波数
分割多重方式）を併用した場合に周波数間隔を狭くする
ことが可能になるという利点がある。加えて、電気信号
処理部における発振器の周波数ｆ、を比較的自由に選択
できるので、設計が容易になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理図、 第２図は本発明の原理説明補助図、 第３図は本発明の実施例を示すコヒーレント光通信シス
テムのブロック図、 第４図は第３図に示される受光器の具体的構成例を説明
するための図、 第５図は第３図に示される９０゜ハイブリッドカプラの
動作を説明するための図、 第６図及び第７図は従来技術を説明するための図である
。 ３．２０・・・光カブラ、 ５．３０・・・発振器、 ６．３８・・・９０°　ハイブリ １２・・・送信光源、　　　２ ６・・・受光器、 ラドカブラ、 ４・・・局発光源。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ベースバンド帯域に対して十分小さい周波数差が与えら
   れた信号光（１）及び局発光（２）を光カプラ（３）に
   て合波した後受光器（４）にて光−電気変換して第１中
   間周波信号を得、 この第１中間周波信号を発振器（５）からの正弦波信号
   及び余弦波信号とそれぞれ乗積し、 これらの乗積信号を９０゜ハイブリッドカプラ（６）に
   て合波することにより第２中間周波信号を得、この第２
   中間周波信号を非同期復調するようにしたことを特徴と
   するコヒーレント光受信方式。