JPH0294605A - 磁気パルス圧縮回路を含む励起回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は放電励起レーザ、加速装置等に必要なパルス励
起回路のうち、特に可飽和リアクトルを用いた磁気パル
ス圧縮回路を含む励起回路に関するものである。

〔従来の技術〕

エキシマレーザ、銅蒸気レーザ、ＴＥＡ（工ｒａｎｓｖ
ｅｒｓｅｌｙ　　Ｅ　ｘｃｉｔｅｄ　　　人ｔｍｏｓｐ
ｈｅｒｉｃＰ　ｒｅｓｓｕｒｅ）　　ＣＯｚ　レーザ、
ＴＥＭＡ　（工ｒａｎ３Ｖｅ−ｒｓｅｌｙ旦ｘｃｉｔｅ
ｄ　　Ｍｕｌｔｉ−Ａｔｍｏｓｐｈｅｒｉｃ−Ｐｒｅｓ
ｓｕｒｅ）　−ＣＯｘ　レーザ等の放電励起レーザ、イ
ンダクタンス ては、電圧波高値数＋ｋＶ以上、電流波高値数にへ以上
、パルス幅数百ｎｓ以下の高電圧高エネルギパルスを高
繰り返しで長時間、安定に発生させることが必要である
。

このような要求を満たす励起回路としてＵ、Ｓ。

Ｐａｔ、Ｎｏ、４，２７５．３１７　；　４，６４６，
０２７　　；　４，６９８，５１８　　；４．７０７，
６１９　　、　４，７３０，１６６；西独Ｐａｔ、３３
３５６９０等に開示される可飽和リアクトルを用いた磁
気パルス圧縮回路を含む励起回路が用いられている。

第１図は前記従来の磁気パルス圧縮回路を含む励起回路
を放電励起レーザの１つであるエキシマレーザに適用し
た場合の回路構成を示したものである。同図において、
１は直流電源、２は充電抵抗、３はサイラトロン、４は
サイラトロン３の主電極を流れる電流ｉＩを時定数を定
めるためのインダクタンス、５は主コンデンサ、６．１
０はピーキングコンデンサ、７は可飽和リアクトル、８
は充電用インダクタンス、９．１２は配線により生ずる
浮遊インダクタンス、１１はＵ■予備電離用ギャップ、
１３はレーザ主放電電極である。

第２図は第１図の回路においてコンデンサ５の容１ｔｃ
Ｉ、コンデンサ６の容量Ｃ２，コンデンサ１０の容１ｃ
ｚを同一とし、コンデンサ５から１０へのエネルギ転送
効率１００％、かっＵＶ予備？ｉｔＭ用ギャップ１１を
常に短絡と仮定したときの外部電圧、電流波形を理想化
して示したものである。同図においてｖ５．ｖ、、ｖ、
。は各々コンデンサ５，６．１０の端子電圧＋　　’ｌ
　はコンデンサ５から６へ流れる電流、１２はコンデン
サ６がら１０へ流れる電流である。また＋＋ａ、　　１
２ｍは各々前記電流’ｌ＋’ｔの波高値、Ｅは電源電圧
。

τ１．τオは各々電流’ｌ＋＋２のパルス幅である。

上記のような回路において、第２図斜線部分で示す電圧
時間積を可飽和リアクトル７が阻止するため５サイラト
ロン３を流れる電流１１のパルス幅τ１を拡げるととも
に、その波高値Ｅｒａを低下させることが可能となり、
サイラトロン３のスイッチング損失、特にピーク損失を
低下させることができる。このためサイラトロンの長寿
命化が図れるとともに、大出力、高繰り返し化が容易に
行える。

上記可飽和リアクトル７が阻止する電圧時間積は第２図
において次式で与えられる。

−＝Ｎ−Ａｅ　　・ΔＢ Ｎ　：可飽和リアクトルの主巻線巻数 Ａｅ：　　　　　　　　　有効断面積（ｍ”）ΔＢ：　
　　　　　　　　動作磁束密度１　（Ｔ）また、エキシ
マレーザを初めとする放電励起レーザに用いられる他の
磁気パルス圧縮回路を含む励起回路としては２例えば第
３図から第７図に示す励起回路が用いられている。

第３図は直流電源２１より充電抵抗２２．及びインダク
タンス２４を介して図示の極性に並列的に接続充電され
たコンデンサ２５．２６のうちのコンデンサ２５の電荷
をサイラトロン２３をオンさせることにより２図示矢印
に示す放電電流ｉ。

を時定数を定めるインダクタンス２４を通して流し、前
記コンデンサ２５を極性反転させることにより、サイラ
トロン２３がオンする直前に前記２個のコンデンサに印
加されていた電圧の加算値を図示Ｖ　１１１−□、の向
きで発生させ、これを可飽和リアクトル２７を用いて磁
気パルス圧縮するものである。同図において２８は充電
インダクタンス。

２９．３２は配線による浮遊インダクタンス。

３０はピーキングコンデンサ、３１はＵ■予備電離用ギ
ャップ、３３はレーザ主放電電極である。

本回路によれば変圧器を用いることなしに入力電源電圧
以上の高電圧パルスが得られる。

第４図は、変圧器を使用することにより高電圧パルスを
発生すると同時に磁気パルスを圧縮するための回路構成
であり、４１は直流電源、４２は充電抵抗、４３はサイ
ラトロン、４４，４８゜５２はコンデンサ、４５は変圧
器、４６は変圧器の１次巻線、４７は変圧器の２次巻線
、４９は可飽和リアクトル、５０は充電インダクタンス
。

５１．５４は配線による浮遊インダクタンス。

５３はＵｖ予備電離用ギャップ、５５はレーザ主放電電
極である。

また、第５図から第７図は夫々前記第１図、第３図およ
び第４図の回路における磁気パルス圧縮回路を多段化し
たものであり、特に大出力あるいは高繰り返し化が必要
なときに用いられる。これらの図において、同一部分は
第１図、第３図および第４図と同一の参照符号で示す。

なお第５図における６−１，６−２，−、６−ｎおよび
７−１７−２．・・・、７−ｎは夫々の段のピーキング
コンデンサおよび可飽和リアクトルを示す。同様に第６
図および第７図における３　４−１．・・・、３４ｎ−
１および２７−１．　２７−２．−、　２７−ｎならび
に４８−１．４８−２．・・・、４８−ｎおよび４９−
１．４９−２．・・・、４９−ロも夫々の段のピーキン
グコンデンサおよび可飽和リアクトルを示す。また↑、
５ｈｉａ＋ａｄａ　ｅｔ　ａｌ：”＾ｎ　ａｌｌ　５ｏ
ｌｉｄｓｔａｔｅ　ｍａｇｎｅｔｉｃ　ｓｗｉｔｃｈｉ
ｎｇ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｆｏｒ　ｐｕｍｐｉｎｇｅｘｃ
ｉｍｅｒ　１ａｓｅｒｓ　＋　Ｒｅｖ、Ｓｃ１．Ｉｎ５
ｔｒｕｎ、５６＋　ｐｐ、２０１８〜２０２０　（１９
８５）には第７図に示す回路方式においてサイラトロン
４３をサイリスタとした報告もなされている。

以上述べた各回路方式における可飽和リアクトル磁心と
しては、数十μｓ〜数十ｎｓ程度の時間領域における飽
和領域を含むマイナーループ動作時に、不飽和領域にお
ける透磁率と飽和領域における透磁率との比が大、磁心
損失小、動作磁束密度量ΔＢが大であることが要求され
る。

従来、このような要求をある程度溝たすものとして、前
記Ｕ、Ｓ、Ｐａｔ、Ｎｏ、４．６４６．０２７　　；４
，７３０，１６６　。

あるいはＣ，１１，Ｓｍ１ｔｈ　：“Ｍｅｔａｌｌｉｃ
　Ｇｌａｓｓｅｓ　ｆｏｒＭａｇｎｅｔｉｃ　５ｗ１ｔ
ｃｈｅｓ　、　ＩＥＥ［！　Ｃｏｎｆ−Ｒｅｃｏｒｄ　
１５ｔｈＰｏ＠ｅｒ　Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ　Ｓｙｍｐ、
、ｐｐ−２２−２７（１９８２）に示されるＦｅ基非晶
質磁性薄帯をポリイミド・フィルム。

ポリエステル・フィルム等の高分子フィルム、あるいは
Ｍｇ　Ｏ，Ｓ　ｉ　Ｏｘ等を用いて層間絶縁して構成さ
れた巻磁心が主に用いられていた。

〔発明が解決しようとするｉ！ｌ！題〕上記従来技術の
磁気パルス圧縮回路を含む励起回路においては、第１の
問題点として可飽和リアクトル磁心の損失が大きいため
、初段の主コンデンサに蓄積されたエネルギと最終段の
ピーキングコンデンサに転送されたエネルギの比である
エネルギ転送効率が大幅に低下してしまう、従って入力
電源が大形化するとともに、高繰り返し動作時には可飽
和リアクトル磁心の磁心損失による発熱を抑制するため
の冷却装置が大形化したり５繰り返し周波数の上限が可
飽和リアクトル磁心の温度上昇により制限されるという
問題があった。

第２に可飽和リアクトル磁心の飽和特性が良好でないた
め、磁気パルス圧縮回路として用いた場合に出力される
電圧パルスの立上り時間が遅く。

特に立上りの速い励起の必要な用途に用いるのは問題が
あった。

例えば放電励起レーザの１つであるエキシマレーザの中
でもＫｒＦエキシマレーザ、あるいはＡｒＦエキシマレ
ーザ等の短波長のものは高速励起が必要であるが、この
ような用途に前記従来方式の磁気パルス圧縮回路を含む
励起回路を用いた場合には効率が著しく低下する。また
、インダクシッンライナックにおいてはアクセラレータ
・セルと呼ばれる電子ビーム加速用変圧器に入力する電
圧は、立上りおよび立下りが急峻かつ波高値の平坦な矩
形波であることが望ましい、このための励起回路として
は、前記Ｕ、Ｓ、Ｐａｔ、　Ｎｏ、４，６４６，０２７
゜および１１．Ｓ、Ｐａｔ、Ｎｏ、４，７３０，１６６
に示される磁気パルス圧縮回路とパルス整形回路とを組
み合わせた励起回路が用いられている。しかし可飽和リ
アクトル磁心の飽和特性が良好でないため、Ｄル、Ｂｉ
ｒｘｅｔ　ａｔ　　：　　”Ｔｈｅ　ａｐｐｌｉｃａｔ
ｉｏｎ　ｏｆ　ｍａｇｎｅｔｉｃ　ｐｕｌｓｅｃｏｏ＋
ｐｒｅｓｓｉｏｎ　ｔｏ　ｔｈｅ　ｇｒｉｄ　ｓｙｓｔ
ｅｍ　ｏｆ　ｔｈｅ　ＥＴＡ／ＡＴＡａｃｃｅｌｅｒａ
ｔｏｒ　＊　ＩＥＥＥ　Ｃｏｎｆ、　　Ｒｅｃｏｒｄ　
１５ｔｈ　ｐｏｗｅｒｍｏｄｕｌａｔｏｒ　ｓｙａ＋ｐ
ｏｓｉｕ＋ｗ、ｐｐ、１０〜１３（１９８２）に示され
るようなＮｉ−Ｚｎフェライトを用いたＳ　ｈａｒｐｎ
ｅｔと呼ばれる磁心を用いて立上り特性の改善を図らざ
るを得ない状態である。

第３の問題点としては磁歪の影響による磁気特性変化が
上げられる。前記従来方式の可飽和リアクトル磁心に用
いられているＦｅ基非晶質磁性薄帯の磁歪定数は２０Ｘ
１０−”程度以上にも達するため、外部応力によりその
磁気特性が大きく変化することが良く知られている。ま
た本用途においては非常に大きなエネルギパルスが可飽
和リアクトル磁心に加わるため、同磁心が機械的に振動
するが、この際の振動によって動作特性は、　Ｖ、Ｊ、
Ｔｈｏｔｔｕｖｅｌｉｌ　ｅｔ　ａｌ：＋旧ｇｈ−ｆｒ
ｅｑｕｅｎｃｙ　Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ　ｏ
ｒ　Ａ＋ｌ１ｏｒｐｈｏｕｓ　Ｍｅｔａｌｌｉｃ−ａｌ
ｌｏｙ　Ｔａｐｅ−ｗｏｕｎｄ　Ｃｏ−ｒｅｓ　、　Ｉ
Ｅ［！Ｅ　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　５ｐ
ｅｃｉａｌｉｓｔ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ、　１９８３
　Ｒｅｃｏｒｄ、ｐｐ、１６８−１８０に示されるよう
に太き（変動し、ジッタの発生等の原因となる。

さらに長時間の動作に伴う振動の影響により同磁心の経
時変化が生ずることは容易に理解できる通りである。

本発明の目的は、＆Ｉｉ心損失の大幅な低減を図るとと
もに、飽和特性の改善を行い、かつその磁歪定数の大幅
な低減を図り、エネルギ転送効率が高く、出力パルスの
急峻しかも外部応力の影響を受けにり＜、取り扱いも容
易で経時安定性に優れた磁気パルス圧縮回路を含む励起
回路を提供することである。

〔課題を解決するための手段〕

上記の目的を達成するため７本発明においては。

磁気パルス圧縮回路を含む励起回路において１組成が（
Ｃｏ　１−、　Ｍｍ　）　＋ｏ。−２Ｘ２．ここでＭ：
Ｆｅ、Ｍｎ、Ｎｉ、Ｃｒ、Ｎｂ、Ｍｏ、Ｖ、Ｔａ、Ｗの
うち１種以上、Ｘ：Ｂ、またはＢおよびＳｉ、０＜α≦
０．２４．　１２≦β≦２６である非晶質磁性材料から
なる薄帯を積層し、この薄帯の層間を絶縁して形成した
可飽和リアクトル磁心を使用する。という技術的手段を
採用した。

上記組成において１Ｍは短パルス駆動時のけ心損失を低
下させるため、および経時変化を極力抑えるために添加
される元素であり、αが０．２４より大きくなるとキュ
リー温度ＴＣが低くなるため実用上問題となる。Ｘは非
晶質金属を得るために必須の元素であり、βが１２未満
でも２６を越えても非晶質化が困難となり好ましくない
。

また、前記可飽和リアクトル磁心としてその直流磁化曲
線における８００４／ｍの磁化力における磁束密度Ｂ１
１０゜を０．５Ｔ〜０．８Ｔの範囲とした場合には、そ
のキュリー温度ＴＣが実用上問題のない１８０℃程度以
上が得られる。また短パルス駆動時の磁心損失も従来使
用されていたＦｅｓ＋　Ｂ＋３．ＳＳｉ＋＋、ｓ　Ｃｚ
の組成を有するＦｅ基非晶質磁性薄帯を用いて層間絶縁
して構成した磁心に比べ１／２程度以下と改善すること
ができ好ましい。

前記可飽和リアクトル磁心としてその直流磁化曲線にお
ける８００Ａ／ｎの磁化力における磁束密度Ｂ、。。を
０．５Ｔ〜０．７Ｔの範囲とした場合には。

そのキュリー温度ＴＣが前記の如く実用上問題ないレベ
ルにある。また短パルス駆動時の磁心損失も前記Ｆｅ基
非晶質磁性薄帯を用いて層間絶縁して構成した磁心に比
べ１７３程度以下と著しく改善することができ好ましい
。

前記可飽和リアクトル磁心として５その直流磁化曲線に
おける磁化力８００Ａ／ｍ時の磁束密度Ｂ、。。

と残留磁束密度Ｂｒの比Ｂｒ／Ｂｅ。。が０．８０以上
ある磁心を用いた場合にはパルス幅５０μｓ〜５０１３
の領域において、非飽和時の透磁率と飽和時のｉ３磁率
の比を前記Ｆｅ基非晶質磁性薄帯を用いて層間絶縁して
構成した磁心の１０倍以上とすることができるとともに
、経時変化も著しく小さくできることなどの点から好ま
しい。

前記可飽和リアクトル磁心として、前記組成範囲におい
て、その磁歪定数が−ＩＸＩＯ−’〜＋１×ｌ０−４の
範囲にある非晶質磁性薄帯を用いた場合には、動作時の
機械的振動による磁気特性の劣化を著しく低減すること
ができる点で好ましい。

可飽和リアクトルに入力される電圧パルスが。

直流電源より抵抗若しくはインダクタンスを介して充電
された第１のコンデンサの電荷をスイッチ素子をオンさ
せることにより放電の時定数を定めるインダクタンスを
通して第２のコンデンサに移行することにより発生させ
た電圧パルスであるような磁気パルス圧縮回路を有する
容量移行回路に。

前記可飽和リアクトル用磁心を用いることにより。

初段のコンデンサから最終段のコンデンサへのエネルギ
転送効率を高くすることができ、しかも最終コンデンサ
の電圧の立上りが急峻な励起回路を得ることができ好ま
しい。

また可飽和リアクトルに入力される電圧パルスが、直流
電源より抵抗若しくはインダクタンスを介して並列的に
接続され充電された第１と第２のコンデンサのうちの一
方のコンデンサの電荷をスイッチ素子をオンさせること
により放電の時定数を定めるインダクタンスを介して逆
極性に移行させ、これによって前記２個のコンデンサの
電圧を直列的に加算させるようにして発生させた電圧パ
ルスであるような磁気パルス圧縮回路を有するＬＣ反転
回路に、前記可飽和リアクトル用磁心を用いることによ
り、初段の２個のコンデンサから最終段のコンデンサへ
のエネルギ転送効率が高くかつ最終段のコンデンサの電
圧の立上りが急峻な励起回路を得ることができ好ましい
。

更に可飽和リアクトルに入力される電圧パルスが、変圧
器の１次側に設けられたパルス発生回路により同変圧器
の２次側に誘起した電圧パルスであるような昇圧変圧器
を用いた磁気パルス圧縮回路を有する容量移行回路に前
記可飽和リアクトル用磁心を用いることにより、初段の
コンデンサから最終段のコンデンサへのエネルギ転送効
率が高く、かつ最終段のコンデンサの電圧の立上りが急
峻な励起回路を得ることができ好ましい。

前記組成範囲の非晶質磁性薄帯を用い、層間絶縁して構
成した可飽和リアクトル磁心を用いた磁気パルス圧縮回
路を多段に用いて構成した励起回路を用いることにより
、初段のコンデンサから最終段のコンデンサへのエネル
ギ転送効率が高（。

最終段のコンデンサの電圧の立上りが急峻で、スイッチ
素子のオン時間を長くしてスイッチ素子の負担を著しく
軽減した励起回路を得ることができ好ましい。

前記組成範囲の非晶質磁性薄帯を用い、層間絶縁して構
成した可飽和リアクトル磁心を磁気パルス圧縮回路に用
いた励起回路を放電励起レーザに用いるこ、とにより、
従来用いられていた磁気パルス圧縮回路を含む励起回路
に比べて効率が高く。

前記可飽和リアクトル磁心の磁心損失による発熱も少な
く、高繰り返し化も容易な放電励起レーザを得ることが
でき好ましい。

前記組成範囲の非晶質磁性薄帯を用い０層間絶縁して構
成した可飽和リアクトル磁心を用いた磁気パルス圧縮回
路を含む励起回路をエキシマレーザに用いることにより
、従来の磁気パルス圧縮回路を含む励起回路を用いた場
合に比べて効率が高く、高繰り返し、大出力化が容易と
なり好ましい。

前記組成範囲の非晶質磁性薄帯を用い、層間絶縁して構
成した可飽和リアクトル磁心の形状をレース・トラック
形としたものを用いることにより。

磁心飽和後のインダクタンスを減少することができ、最
終段のコンデンサの電圧の立上りをより急峻にすること
ができ、前記最終段のコンデンサ電圧の立上りを犠牲に
することなく圧縮比を大とすることができ好ましい。

前記組成範囲の非晶質磁性薄帯を用い１層間絶縁して構
成した可飽和リアクトル磁心を用いた磁気パルス圧縮回
路を含む励起回路を、インダクタンス により、アクセラレータ・セルに印加される矩形波電圧
の立上り、および立下りが急峻で、波高値の平坦度も良
好となり、更に磁心損失も減少するため、高繰り返し化
も容易となるので好ましい。

〔実施例〕

以下本発明の実施例について詳しく説明するが。

本発明はこれら実施例に限るものではない。

（実施例１） 第１図に示す励起回路をＫｒＦエキシマレーザに使用し
、電源１の電圧Ｅ＝３０ｋＶ、コンデンサ５．６．１０
の容量Ｃ＋、Ｃｘ、Ｃｓを夫々１５ｎＦ。

１６ｎＦ、１５．ｎＦ、　　レーザ主、放電電極１３の
有効長２８Ω・１１１ｍ、電極１闇路！！ｌ　２０　ａ
ｓ、ガス圧力２．６気圧、ガス組成Ｋｒ：３．５％、Ｆ
ｔ　　：０．１３％、残部Ｈｅとする６次に可飽和リア
クトル磁心として（Ｃ６＋−−Ｍ　、）　＋。。−ｅｘ
ｅで示される組成系においてＭをＦｅ、Ｍｎ、Ｍｏ、Ｎ
ｂ、ＸをＳｉ。

Ｂとし、βＪＩｃ９〜２９％の範囲で変えたとき得られ
る磁性薄帯を用い、ポリエステルフィルムで層間絶縁し
て構成した外径１５５１１Ｎ、内径６Ｑ・ｍｕｍ。

厚さ２５＋ｍｓの磁心を各組成毎に夫々６個装作し。

これを巻数１ターンで使用したときの単位重量当たりの
磁心損失Ｐｃを第８図に示す、なおこの時のＳｔ、Ｈの
組成比は５９：４１とした。同、図よりβが１２〜２６
％の範囲外の場合にはＰｃが大幅に増加することがわか
る。この原因は前記βが１２〜２６％の範囲外の場合、
前記磁性薄帯には非晶質相の他に結晶相を含んでいるた
めである。

従って磁心損失を低下させ、励起回路におけるエネルギ
転送効率を高めるためには、上記組成系においてβを１
２〜２６％の範囲に選定することが必要である。また本
実施例では２ＭとしてＦｅ。

Ｍｎ、Ｎｂ、Ｍｏを用いたが、この他にＮｉ。

Ｃｒ、Ｖ、Ｔａ、Ｗを加えた９種類の元素のうちのいず
れか１種類以上を用いれば同一の結果を得られることが
わかった。またＸについても本実施例ではＢとＳｉを同
時に用いたが、Ｂのみを用いた場合も同一の結果が得ら
れることがわかった。

第９図は、前記第８図の場合と同一条件、同−組成系に
おいて、βを前記１２〜２６％の範囲内に選定したとき
にαをθ〜０．３２の範囲で変えたときに得られる非晶
質磁性薄帯を、ポリエステル・フィルムで層間絶縁して
構成した前記第８図の場合と同一形状の磁心を各々６個
巻数１ターンで用いたときの磁心温度２３℃における動
作磁束密度量ΔＢ（２３℃）と、同８０℃における動作
磁束密度量ΔＢ（８０℃）の比ΔＢ（８０℃）／ΔＢ（
２３℃）を示したものである。ここでＭとしてＦｅ、　
Ｍｎ。

Ｎｂを用いたときの組成比は、原子％でＦｅｈＭｎ＠＠
Ｎｂ、であり、Ｆｅ、Ｍｎ、Ｍｏを用いた時の組成比は
原子％でＦｅｔｂＭｎｔ＋Ｍｏ２である。

同図よりαが０．２４を超えると前記ΔＢ（８０℃）／
△Ｂ（２３℃）が０．７よりも小となり、高温動作時。

例えば繰り返し動作による磁心損失による発熱が無視し
得ないような高繰り返し時での使用が必要となる場合、
圧縮比が低下する問題が生じるため好ましくない、従っ
て高温動作時における圧縮比の低下を実用上問題ないレ
ベルに抑えるためには。

前記ΔＢ（８０℃）／ΔＢ（２３℃）が０．７よりも大
となるようにαを０．２４以下とする必要のあることが
わかった。なお１本実施例では１ＭとしてＦａ。

Ｍｎ、Ｎｂ、Ｍｏを用いた場合を示したが、前記元素に
Ｎｉ、Ｃｒ、Ｖ、Ｔａ、Ｗを加えた９種類の元素中のい
ずれかｔｍ類以上を加えれば同一の効果が得られること
がわかった。またＸについても、Ｂ単独で用いた場合に
も同一の効果が得られることを見出した。

（実施例２） 第１表に示す４種類の可飽和リアクトル磁心を各々６個
巻数１ターンで第１図に示す励起回路を有するＫｒＦエ
キシマレーザに通用した場合の各部波形を第１Ｏ図〜第
１３図に示す。駆動条件は実施例１の場合と同一であり
１図中＋　　ｖ６＋　ｖＩｌｌ　＋ｖｌ＋＋　　’２　
＋　　ｖｌｏは各々第１図に示す各部の電圧。

および電流に対応している。可飽和リアクトル磁心＃１
〜＃３を用いた本発明における実施例を示す第１０図〜
第１２図に示される最終段のコンデンサ１０．即ちＣ１
電圧Ｖ、。の立上り特性が可飽和リアクトル磁心＃４を
用いた従来例を示す第１３図におけるｖｌ。の立上り特
性に比べ急峻であり、エキシマレーザ用励起回路として
要求される励起回路の出力電圧の立上りの良さという面
で優れていることがわかる。

第 表 由各非晶ｆ磁性薄帯の板厚は約２５μｍ、　１３１間絶
縁には厚さ６μｍのポリエステル・フィルムイ吏用、磁
尤１形状１５５φ×６０φＸ　２５　　（ｍ）　ｍ　Ｂ
ｓｅａ　、　　Ｂ　ｒ、　　Ｂｒ／ａｓｓｓは６個の磁
心の平ＮＬ また上記本発明による励起回路の各部波形を示す第１０
図〜第１２図における各々のｖｋ　＋　　ｖＩｌｌ”　
ｖｌ　Ｉ　＋および１２波形より求めた各可飽和リアク
トル磁心の動作磁化曲線を第１４図に示す。また第１Ｏ
図に示す本発明に用いた可飽和リアクトル磁心＃１と、
第１３図に示す従来例に用いた可飽和リアクトルの動作
磁化曲線の比較を第１５図に示す。本発明における可飽
和リアクトル磁心＃１〜＃３は従来例における可飽和リ
アクトル磁心＃４に比べいずれも急峻な飽和特性を示す
ことがわかる。

第２表は１本実施例において、第１表に示す各種可飽和
リアクトル磁心を用いた場合毎の緒特性を示したもので
ある。

以下余白 第 表 （１）コンデンサ容量：　Ｃ＋／Ｃｉ／Ｃｓ−１５／１
６／１５　ｎＰ、入力電圧：Ｅ＝３０ｋＶ入力エネルギ
：６．８Ｊ、　　レーザ主放電電極：有気１糸め−、電
棒鰐資璃ｌＯ關Ｃ２電圧立上り時間は波高値の１０％か
ら９０％に達するまでの１ｌｎｆｌ。

本発明によれば従来例に比べて可飽和リアクトル磁心の
磁心損失が少ないため、エネルギ転送効率が改善される
とともに、前記の如く最終段のコンデンサＣ３電圧の立
上り時間も速くなるため。

レーザ出力を入力コンデンサ６．即ちＣＩに入力される
エネルギで割った総合効率も大幅に改善される。また本
発明における可飽和リアクトル磁心＃２．あるいは＃３
のようにＢａ１ｌ。の比較的低い磁心を用いた場合には
可飽和リアクトル磁心の大きさを特に大きくしなくても
サイラトロン損失を大幅に増加させることなく、可飽和
リアクトル磁心損失を低減できるとともに、総合効率も
改善できるため、前記磁心損失による磁心温度上昇の制
限に起因する繰り返し周波数の上限も高めることができ
ることがわかった。

（実施例３） 第１６図は、前記実施例２と同一の条件において、非晶
質磁性薄帯の組成系が （Ｃｏ　Ｉ−＃　Ｍａ　）　１１１１１−＃　Ｘ＃　、
ここにＭはＦｅ。

Ｍｎ、Ｎｉ、Ｃｒ、Ｎｂ、Ｍｏ、Ｖ、Ｔａ、Ｗのうちの
１種以上、ＸはＢ、又はＢおよびＳｉＯくα≦０．２４
．　１２≦β≦２６である非晶質磁性薄帯を、ポリエス
テル・フィルムで層間絶縁して構成したＢ、。。の異な
る７種類の外径１５５ｍｍ。

内径６（１ｇ＋ｗ、厚さ２５ｍｍの可飽和リアクトル磁
心を各々６個使用したときの単位重量当たりの磁心損失
ＰｃとＢ１゜。の関係を示したものである。いずれも図
中破線で示す従来例＃４のＰｃの値よりも小さいことが
わかる０本発明における可飽和リアクトル磁心のうちＢ
ｅｅ。が０．８Ｔ以下の磁心では、同図１点鎖線で示す
従来例＃４のＰｃの１／２の値よりも小さくなり、その
改善効果が顕著であり、励起回路の高効率化、および可
飽和リアクトル磁心の冷却機構がコンパクト化できる等
の点で優れることがわかった。特に、Ｂｅ。。が０．７
Ｔ以下の磁心のＰｃは同図に示す如く、従来例＃４のＰ
ｃの１／３の値を示す２点鎖線以下の値を示しており、
特に小形化を図りつつ高効率化。

高繰り返し化を行う場合に可飽和リアクトル磁心の冷却
機構が著しく小形化できるため、従来例に比べて特に優
れることがわかった。なお２本実施例において８８゜。

が０．５　Ｔ以下となる可飽和リアクトル磁心の場合に
は、キエリー温度が１５０℃以下となるため、高温動作
時の圧縮比が十分とれなくなり、実用上問題であること
もわかった。

（実施例４） 第１７図は、前記実施例１〜３と同−条件下で前記実施
例１〜３と同一組成系で磁歪の異なる非晶質磁性薄帯を
用い、同一の層間絶縁方法を用い同一形状で夫々６個用
い９繰り返し周波数２００Ｈｚにて連続動作させたとき
の磁心損失Ｐｃの変化を示したものである。同図から明
らかなように。

実線および破線で示す本発明のものはＰｃの経時変化が
小であり、磁歪定数λＳが−ｔｘｉｏ’〜＋ｌＸ１０−
’の範囲内にある場合にはＰｃの経時変化が殆ど認めら
れず、特に信頼性の高い励起回路を得ることができる。

一方従来例＃４においてはその磁歪定数λ３が２７Ｘ１
０−’と大きいため。

Ｐｃが大幅に増加する問題のあることもわかった。

（実施例５） 第１８図は、前記実施例４と同一条件下で前記実施例１
で良好な特性の得られた組成系の非晶質磁性薄帯を用い
、前記実施例１と同一手法で製作したＢｒ／Ｂ＋＋ｏ。

の異なる同一形状の磁心を各々６個使用したときの磁心
損失Ｐｃの経時変化を調べたものである。同図よりＢｒ
／Ｂｓ。。が０．８程度以下のものにおいてＰｃの著し
い変化のあることがわかる。このため経時変化の少なく
信頼性の高い励起回路を得るためにはＢｒ／Ｂｓ。。を
０．８以上とすることが特に有効なことがわかった。

（実施例６） 第１図に示す励起回路をＫｒＦエキシマレーザに使用し
、電源１の電圧Ｅ＝３０ｋＶ、コンデンサ５．６．１０
の容量Ｃ＋、　Ｃｔ、　Ｃｘを全て３０ｎＦ。

レーザ主放電電極１３の有効長６００ｍｍ、電橋闇路Ｒ
２０ｍｎ、ガス圧力２．６気圧、ガス組成Ｋｒ：３．５
％、　Ｆ、　　：０．１３％、残部Ｈｅとし、第１表に
示すトロイダル形状の可飽和リアクトル磁心と。

第１９図および第３表に示すレース・トラック形状の可
飽和リアクトル磁心を用いたときの緒特性の比較を第４
表に示す。

第 表 第 表 （１）各非晶質磁性薄帯の板厚は約２５μｍ、層間絶縁
には厚さ６μｍのポリエステル・フィルム使用。磁心形
状は第１９図参照、Ｂｌ。。、　　Ｂｒ、　Ｂｒ／Ｂｅ
。。は平埋九由コンデンサ容量：　Ｃｌ　＝Ｃｚ＝Ｃｓ
＝　３　Ｏｒｒ　Ｆ、入力電圧：Ｅ＝３０ｋＶ人力エネ
ルギ：１３．５Ｊ、　　レーザ主Ｂ」ｉ尉蚤：を助長６
００ｍ簿、電君？街し聰２−〇、電圧立上り時間は波高
値の１０％から９０％に達するまでの時間。

第４表より１本発明におけるレース・トラック形の可飽
和リアクトル磁心＃５〜＃７を用いた場合には２Ｍｉ心
形状が大となるため２本発明＃ｌ〜＃３の場合に比べて
磁心損失が増加し、エネルギ転送効率が低下するが、最
終段のコンデンサ１０即ちＣ１電圧の立上りを急峻とす
ることができるため、総合効率を上昇させ得ることがわ
かる。この理由は、レーザ主放電電極の形状が可飽和リ
アクトル磁心の端面方向に対して横長の構造をしている
ため、同磁心をレース・トラック形状とすることにより
磁心飽和後のインダクタンスを低下させることができる
ためである。特に、コンデンサ容量が大きい場合、ある
いは例えば可飽和リアクトル磁心の端面方向に対して横
長の負荷形状をしている場合には、上記のように可飽和
リアクトル磁心の形状をレース・トラック形状とするこ
とが有効なことがわかった。

なお５本実施例ではＵ■予備電ＭＫｒＦエキシマレーザ
への適用例を示したが、スパイカ・サステーナ方式（本
方式については、　　Ｃ，Ｉ（、Ｆｉｓｈｅｒｅｔａｌ
：”ｌｌｉｇｈ　ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ　ＸｅＣｌ　　
１ａｓｅｒ　ｗｉｔｈ　５ｐｉｋｅｒａｎｄ　ｍａｇｎ
ｅｔｉｃ　１ｓｏｌａｔｉｏｎ”　Ａｐｐｌ、ｐｈｙｓ
、ＬｅｆＬ、４８（２３）９　Ｊｕｎｅ　１９８６．ｐ
ｐ、１５７４〜１５７６参照）等の他の励起方式あるい
は他の放電レーザに用いても同一の効果が得られる。

（実施例７） 本発明における多段磁気パルス圧縮回路を含む励起回路
の１実施例として第２０図に示す回路構成を有するイン
ダクタンス 起回路について以下説明する。第２０図において。

６１は直流電源、６２は充電抵抗、６３はサイラ１−ロ
ン、６４．６８はコンデンサ、６５は変圧器。

６６は変圧器６５の１次巻線、６７は変圧器６５の２次
巻線、６９．７１は可飽和リアクトル。

７０はパルス整形回路、７２はアクセラレータ・セルで
ある。第２１図は第２０図の回路における各部波形の概
念図を示したものであり、同図におけるＶ、はコンデン
サ６８の端子電圧＋ｖｆｆ。はパルス整形回路７０の入
力電圧、■、２はアクセラレータ・セルフ２の入力端子
波形である。本実施例では第２０図の回路において、第
５表に示す仕様を満足するように第６表に示す可飽和リ
アクトル磁心を用い、第７表に示すように各部定数を選
定して、動作実験を行った。

第５表 第 表 以下余白 由各非晶質磁性薄帯の板厚は約１５μｍ、Ｎ間絶縁には
厚さ６μｍのポリイミド・フィルム使用、磁心形状４０
０φ×以預φＸ５０（ｍ）、　Ｂ、。。、Ｂｒ、Ｂｒ／
Ｂｅ。。は平ｊ頭九第　　７　　表 これらの図より１本発明１〜３によるｖ７□波形は従来
例によるｖ？！波形に比べて著しく立上り、および立下
り特性が改善されており、アクセラレータ・セルの負荷
となる電子ビーム等の荷電粒子ビームを効率よく加速で
きることがわかった。

また、このときの第２１図で定義されるｖ、８゜ｖｔｔ
波形の時間幅τ１．τ２．および可飽和リアクトル磁心
６９，７１の磁心損失ＰＣ６９，およびＰｃ７１の比較
を第８表に示す。

第８表 第５表に示す仕様の出力電圧波高値１５ｋＶとなるよう
に電源６１の電圧値を設定したときに。

第７表に示す本発明１〜３．および従来例の４つの場合
におけるアクセラレータ・セルフ２０入力電圧ｖｔｔの
波形を夫々第２２図〜第２５図に示す。

同表より９本発明１〜３はいずれも従来例に比べて、が
小さくサイラトロン６３の損失は大となるが、可飽和リ
アクトル磁心の損失は低減可能であることがわかる。

前記本発明１〜３におけるτ１が従来例に比べて小さい
ことを改善するため、第２６図に示すように磁気パルス
圧縮回路をさらに１段追加し、第９表の本発明４〜６の
ように構成したときの第２７図で定義される”／　０．
Ｖ　ＡＩ＋　　ｖｌ。波形の時間幅τ０．τ１．τ２お
よび可飽和リアクトル磁心７４．６９．７１の磁心損失
Ｐｃｔｎｔ　ＰＣ４９１ＰＣｙ＋を第１Ｏ表に示す。

以下余白 第 表 第ｉｏ表 これらの表より本発明５，６は磁気スイッチを１段追加
することにより、τ。を前記第８表に示す従来例のτ１
より長くすることができ、サイラトロン６３の損失を前
記従来例より小とすることができることがわかった。ま
た２本発明５，６における可飽和リアクトル磁心損失の
合計は前記従来例よりも小となっており、高効率化が図
れるとともに、可飽和リアクトル磁心の冷却も容易とな
るため従来例で困難であった高繰り返し化も可能となる
。

なお、可飽和リアクトル磁心として第６表に示−＃９を
用いた場合にも、さらに磁気圧縮回路を」加することに
より、前記本発明５．６の場合と１様にサイラトロン損
失、および効率ともに従来１より改善できることもわか
った。なお、この場ヲには可飽和リアクトル磁心の磁心
損失が従来例二比べ著しく減少するため、特に高繰り返
しを要はされる場合には極めて有利となることがわかっ
本実施例においては、１個の励起回路に使用する可飽和
リアクトル磁心を、何れも同一組成、同一特性および同
一形状のものとしたが、これらを異なるものの組み合わ
せによっても同一の効果が得られる。また本実施例では
多段磁気パルス圧縮回路を用いた励起回路への本発明の
実施例として。

インダクシジン・アクセラレータへの応用例を示したが
、エキシマレーザを初めとする放電励起レーザ等へ通用
した場合も同一の効果が得られることは言うまでもない
。また磁気パルス圧縮回路を多段化することにより、サ
イリスク等の固体素子をスイッチ素子として用いること
も可能となる。

〔発明の効果〕

以上説明したように９本発明によれば従来の磁気パルス
圧縮回路を含む励起回路において９問題であった可飽和
リアクトル磁心損失によるエネルギ転送効率の低下、お
よび同磁心発熱による温度上昇抑制用冷却装置の大形化
、高繰り返し動作限界の制限、可飽和リアクトル磁心の
飽和特性が良好でないために生ずる出力電圧パルスの立
上り時間の悪さ等の対策が可能となるとともに、長時間
動作、寿命の要求される用途で問題であった可飽和リア
クトル磁心の磁歪による経時変化を防止できる効果も有
する。

【図面の簡単な説明】

第１図、第３図、第４図、第２０図、および第２６図は
夫々本発明の対象である電気回路図、第２図は第１図に
おける電圧および電流の波形を示す図、第５図ないし第
７図は夫々第１図、第３図および第４図における磁気パ
ルス圧縮回路を多段化した場合の電気回路図、第８図は
Ｓｉ、Ｂの組成βと磁心損失Ｐｃとの関係を示す図、第
９図はΔＢ（８０℃）／ΔＢ（２３℃）とαとの関係を
示す図。 第１０図ないし第１３図は夫々磁心＃１ないし＃４を使
用　した場合の電圧および電流の波形を示す図、第　１
４図および第１５図は各々動作磁化曲線の比較図、第１
６図はＰｃとＢ、。。との関係を示す図、第１７図およ
び第１８図は各々Ｐｃとショフト数との関係を示す図、
第１９図は本発明の実施例における可飽和リアクトルの
形状を示す図、第２１図は第２０図における主要部の電
圧波形を示す図、第２２図ないし第２５図は夫々第２０
図に示すアクセラレータ・セルの入力電圧波形を示す図
、第２７図は第２６図における主要部の電圧波形を示す
図である。 ７．７−１．７−２．７−ｎ、２７．２７−１゜２７−
２．２７−ｎ、４９．４９−１．４９−２゜４９−ｎ、
６９，７１．１４：可飽和リアクトル。 昂 図 第　５　ｍ 第　２　図 ２７、乙ｑ　、を１會きキロリア２ト１し第 凹 ７−１，７−２．７−７Ｌ　：　　豆Ｐ憤こ３口り了フ
ｌ−＋し第 図 ：Ｓ０ ．１Ｑ−１，庄ｑ−２，６ｑ−ｎ　：　　可１亡４０す
アクトｌし島 図 ２７−１．２７−２．２７−７Ｌ　： 可噌亡柑９了２ト１し ／３（％） Ｏ ０，１ ０，２ ０，５ へ 第 １００　ｎｓ／ｄ、ｉｖ。 ん瓜（井２ 第 図 ｔｏｏ　Ｍ　ｓ／　ｄｉｖ。 ≦Ｗ、鳴＼、、：ｌＩ 第 ｓｏ　／ｒ１．ｓ　／　Ｌ　ｖ。 ４式℃ 斗さ 弗 １００　ｗｓ／ｃｉｉｖ。 ｊ；腹・（１４ 第 図 Ｈ（Ａ／ｎ） 第 凹 ）ｆ（Ａ／ｒＹＬ） 第 Ｇ 閏 Ｂ、ｒ、ｏ（”’ｒ） 第 １Ｖ 口 第 ｑ 口 第 閏 ′／ヨツトｔ（（ｘ　＋０６） 尾 第 凹 弗 咋 閲 （１０引ｓ／ｄｉｖ、　） 弗 図 咋 問 （１０／ｎｓＡ；ｖ、） 馬 図 ｑ ７１．７４゜ 正Ｐ鴎二ｔロリ了２ト１Ｖ 第 目 Ｂｉ　Ｉ”１ｆｆｉ　（ＩＯｎＳ／（Ｌｉｖ、）吊 図 ’ｒ　ＦＩＦ！（１０ｎｓ／ｃｌ；ｖ、　）弗 図 Ｈ〒 側

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. （１）　組成が（Ｃｏ＿１＿−＿αＭ＿α）＿１＿０＿
   ０＿−＿βＸ＿β，ここでＭ：Ｆｅ，Ｍｎ，Ｎｉ，Ｃｒ
   ，Ｎｂ，Ｍｏ，Ｖ，Ｔａ，Ｗのうち１種以上，Ｘ：Ｂ，
   またはＢおよびＳｉ，０＜α≦０．２４，１２≦β≦２
   ６である非晶質磁性材料からなる薄帯を積層し，この薄
   帯の層間を絶縁して形成した可飽和リアクトル磁心を使
   用したことを特徴とする磁気パルス圧縮回路を含む励起
   回路。
2. （２）　可飽和リアクトル磁心の，直流磁化曲線におけ
   る磁化力８００Ａ／ｍ時の磁束密度を０．５〜０．８Ｔ
   とした請求項（１）記載の磁気パルス圧縮回路を含む励
   起回路。
3. （３）　可飽和リアクトル磁心の，直流磁化曲線におけ
   る磁化力８００Ａ／ｍ時の磁束密度を０．５〜０．７Ｔ
   とした請求項（１）記載の磁気パルス圧縮回路を含む励
   起回路。
4. （４）　可飽和リアクトル磁心の，直流磁化曲線におけ
   る磁化力８００Ａ／ｍ時の磁束密度と残留磁束密度との
   比が０．８０以上である請求項（１）記載の磁気パルス
   圧縮回路を含む励起回路。
5. （５）　非晶質磁性材料からなる薄帯の磁歪定数が−１
   ×１０＾−＾６〜＋１×１０＾−＾６である請求項（１
   ）記載の磁気パルス圧縮回路を含む励起回路。
6. （６）　可飽和リアクトルに入力される電圧パルスが，
   直流電源より抵抗若しくはインダクタンスを介して充電
   された第１のコンデンサの電荷をスイッチ素子をオンさ
   せることにより放電の時定数を定めるインダクタンスを
   通して第２のコンデンサに移行することにより発生させ
   た電圧パルスである磁気パルス圧縮回路を含む励起回路
   。
7. （７）　可飽和リアクトルに入力される電圧パルスが，
   直流電源より抵抗若しくはインダクタンスを介して並列
   的に接続され充電された第１と第２のコンデンサのうち
   一方のコンデンサの電荷をスイッチ素子をオンさせるこ
   とにより放電の時定数を定めるインダクタンスを介して
   逆極性に移行させ，これによって前記２個のコンデンサ
   の電圧を直列的に加算するようにして発生させた電圧パ
   ルスである請求項（１）記載の磁気パルス圧縮回路を含
   む励起回路。
8. （８）　可飽和リアクトルに入力される電圧パルスが，
   変圧器の１次側に設けられたパルス発生回路により同変
   圧器の２次側に誘起された電圧パルスである請求項（１
   ）記載の磁気パルス圧縮回路を含む励起回路。
9. （９）　磁気パルス圧縮回路を多段に使用する請求項（
   １）記載の磁気パルス圧縮回路を含む励起回路。
10. （１０）　最終段の可飽和リアクトル磁心の形状がレー
    ス・トラック形である請求項（１）記載の磁気パルス圧
    縮回路を含む励起回路。
11. （１１）　励起回路が放電励起レーザ用である請求項（
    １）記載の磁気パルス圧縮回路を含む励起回路。
12. （１２）　放電励起レーザがエキシマレーザである請求
    項（１１）記載の磁気パルス圧縮回路を含む励起回路。
13. （１３）　励起回路が加速装置用である請求項（１）記
    載の磁気パルス圧縮回路を含む励起回路。