JPH03101447A - 送信装置 - Google Patents
送信装置Info
- Publication number
- JPH03101447A JPH03101447A JP1238544A JP23854489A JPH03101447A JP H03101447 A JPH03101447 A JP H03101447A JP 1238544 A JP1238544 A JP 1238544A JP 23854489 A JP23854489 A JP 23854489A JP H03101447 A JPH03101447 A JP H03101447A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- modulation
- signal
- phase
- component
- quadrature
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、ディジタル移動通信等に使用する送信装置に
関する。
関する。
従来の技術
第３図は、従来の送信装置の構成を示し、第４図は、第
３図の送信装置における主要信号をベクトルで示した説
明図である。
３図の送信装置における主要信号をベクトルで示した説
明図である。
第３図において、１は、送信すべき直列データ信号が印
加される送信信号入力端子、２は、送信信号入力端子１
に入力した直列データ信号を２系統の並列データ信号に
変換する直列並列変換器、３．４はそれぞれ、直列並列
変換器２により変換された２系統の並列データ信号をそ
れぞれ帯域制限スルローパスフィルタ、５は、ローパス
フィルタ３．４によりそれぞれ帯域制限された２系統の
並列データ信号Ｉ、Ｑにより、それぞれ第１の変調信号
の同相成分ＩＩ、直交成分Ｑ１と、第２の変調信号の同
相成分Ｉ２、直交成分Ｑ２を演算する演算回路である。
加される送信信号入力端子、２は、送信信号入力端子１
に入力した直列データ信号を２系統の並列データ信号に
変換する直列並列変換器、３．４はそれぞれ、直列並列
変換器２により変換された２系統の並列データ信号をそ
れぞれ帯域制限スルローパスフィルタ、５は、ローパス
フィルタ３．４によりそれぞれ帯域制限された２系統の
並列データ信号Ｉ、Ｑにより、それぞれ第１の変調信号
の同相成分ＩＩ、直交成分Ｑ１と、第２の変調信号の同
相成分Ｉ２、直交成分Ｑ２を演算する演算回路である。
６は、演算回路５により演算された第１の変調信号の同
相成分Ｉｔ１直交成分Ｑ１により４相位相変調する直交
変調器、７は、演算回路５により演算された第２の変調
信号の同相成分Ｉ２、直交成分Ｑ２により４相位相変調
する直交変調器、８９はそれぞれ、直交変調器６．７に
より４相位相変調された信号を増幅するＣ級増幅器、１
０は、Ｃ級増幅器８．９により増幅された信号をベクト
ル合成し、アンテナ１１を介して電波として送出するた
めの電力合成器である。
相成分Ｉｔ１直交成分Ｑ１により４相位相変調する直交
変調器、７は、演算回路５により演算された第２の変調
信号の同相成分Ｉ２、直交成分Ｑ２により４相位相変調
する直交変調器、８９はそれぞれ、直交変調器６．７に
より４相位相変調された信号を増幅するＣ級増幅器、１
０は、Ｃ級増幅器８．９により増幅された信号をベクト
ル合成し、アンテナ１１を介して電波として送出するた
めの電力合成器である。
次に、第３図及び第４図を参照して上記従来例の動作を
説明する。
説明する。
送信信号入力端子１に印加されたデータ信号に対して、
第４図に示すようにベクトルＳで示す信号をアンテナ１
１から送出するものとすると、ベクトルＳは、絶対値が
等しいベクトルＳ、 Ｓ２を合成することにより得
られ、ベクトルＳｔ Ｓ２は、 ＭＡＸ、ｌＳｌ ≦２１３１ １＝２１３２となるよ
うに選択される。
第４図に示すようにベクトルＳで示す信号をアンテナ１
１から送出するものとすると、ベクトルＳは、絶対値が
等しいベクトルＳ、 Ｓ２を合成することにより得
られ、ベクトルＳｔ Ｓ２は、 ＭＡＸ、ｌＳｌ ≦２１３１ １＝２１３２となるよ
うに選択される。
第３図において、ベクトルＳ、 Ｓ２がそれぞれＣ級
増幅器８．９の出力信号に対応し、直交変調器６．７か
ら出力される一定の振幅の４相位相変調信号をそれぞれ
ベクトルＶｌ 、Ｖ２で表し、Ｃ級増幅器８．９の利得
をＧとすると、次の関係Ｓ＋ ＝Ｇ−Ｖ＋ 、Ｓ２ ＝
Ｇ−Ｖ２が成立する。また、第４図に示すように、ｖ＋
＝ Ｖ２ ＝Ａ である。
増幅器８．９の出力信号に対応し、直交変調器６．７か
ら出力される一定の振幅の４相位相変調信号をそれぞれ
ベクトルＶｌ 、Ｖ２で表し、Ｃ級増幅器８．９の利得
をＧとすると、次の関係Ｓ＋ ＝Ｇ−Ｖ＋ 、Ｓ２ ＝
Ｇ−Ｖ２が成立する。また、第４図に示すように、ｖ＋
＝ Ｖ２ ＝Ａ である。
また、ベクトルＶ ＩＶ ２はそれぞれ、演算回路５に
より演算された第１の変調信号の同相成分ＩＩ、直交成
分Ｑ、と、第２の変調信号の同相成分１２ 、直交成分
Ｑ２を４相位相変調することにより得られる。ここで、
ベクトルＶＩ Ｖ２は、前述したように一定の振幅で
あるので、Ｃ級増幅器８．９により増幅されたベクトル
Ｓ＋ ５２はベクトルＶｌ、Ｖ２の定数倍になる。
より演算された第１の変調信号の同相成分ＩＩ、直交成
分Ｑ、と、第２の変調信号の同相成分１２ 、直交成分
Ｑ２を４相位相変調することにより得られる。ここで、
ベクトルＶＩ Ｖ２は、前述したように一定の振幅で
あるので、Ｃ級増幅器８．９により増幅されたベクトル
Ｓ＋ ５２はベクトルＶｌ、Ｖ２の定数倍になる。
したがって、上記従来例において、ベースバンド信号に
おいて帯域制限された４相位相変調信号を、帯域制限効
果を保持したままＣ級増幅器８．９で増幅し、送信する
ことができる。
おいて帯域制限された４相位相変調信号を、帯域制限効
果を保持したままＣ級増幅器８．９で増幅し、送信する
ことができる。
発明が解決しようとする課題
しかしながら、上記従来の送信装置では、第１の変調信
号の同相成分１１、直交成分ＱＩ、第２の変調信号の同
相成分Ｉ２、直交成分Ｑ２により４相位相変調し、Ｃ級
増幅するので、Ｃ級増幅器８．９の出力信号（ベクトル
ＳＩ ３２ ）の位相差が大きくなると、これらの
信号をベクトル合成する電力合成器１０の電力損失が増
加し、送信装置全体の電力効率が低下するという問題点
がある。
号の同相成分１１、直交成分ＱＩ、第２の変調信号の同
相成分Ｉ２、直交成分Ｑ２により４相位相変調し、Ｃ級
増幅するので、Ｃ級増幅器８．９の出力信号（ベクトル
ＳＩ ３２ ）の位相差が大きくなると、これらの
信号をベクトル合成する電力合成器１０の電力損失が増
加し、送信装置全体の電力効率が低下するという問題点
がある。
本発明は上記従来の問題点に鑑み、電力合成器の電力損
失が減少し、全体の電力効率を向上することができる送
信装置を提供することを目的とする。
失が減少し、全体の電力効率を向上することができる送
信装置を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
本発明は上記目的を達成するために、第１の変調信号の
同相成分及び直交成分と第２の変調信号の同相成分及び
直交成分を演算する第１の演算手段の外に、第１の変調
信号の同相成分及び直交成分と第２の変調信号の同相成
分及び直交成分により、所定の変調位相差の第３の変調
信号の同相成分及び直交成分と第４の変調信号の同相成
分及び直交成分を演算する第２の演算手段を設け、第１
の変調信号の同相成分及び直交成分と第２の変調信号の
同相成分及び直交成分の変調位相差が前記所定の変調位
相差より大きいか否かを判定し、大きくない場合に前記
第１の演算手段の第１、第２の変調信号を選択し、大き
い場合に前記第２の演算回路の第３、第４の変調信号を
選択し、また、第１、第２のＣ級増幅器により増幅され
た信号の振幅が一定になるようにバイアス電圧を第１、
第２のＣ級増幅器に供給するようにしたものである。
同相成分及び直交成分と第２の変調信号の同相成分及び
直交成分を演算する第１の演算手段の外に、第１の変調
信号の同相成分及び直交成分と第２の変調信号の同相成
分及び直交成分により、所定の変調位相差の第３の変調
信号の同相成分及び直交成分と第４の変調信号の同相成
分及び直交成分を演算する第２の演算手段を設け、第１
の変調信号の同相成分及び直交成分と第２の変調信号の
同相成分及び直交成分の変調位相差が前記所定の変調位
相差より大きいか否かを判定し、大きくない場合に前記
第１の演算手段の第１、第２の変調信号を選択し、大き
い場合に前記第２の演算回路の第３、第４の変調信号を
選択し、また、第１、第２のＣ級増幅器により増幅され
た信号の振幅が一定になるようにバイアス電圧を第１、
第２のＣ級増幅器に供給するようにしたものである。
作用
本発明は上記構成により、第１、第２のＣ級増幅器から
電力増幅器に入力する信号の位相差が所定値より大きく
ならず、また振幅が一定であるので、電力合成器の電力
損失が減少し、したがって、全体の電力効率を向上する
ことができる。
電力増幅器に入力する信号の位相差が所定値より大きく
ならず、また振幅が一定であるので、電力合成器の電力
損失が減少し、したがって、全体の電力効率を向上する
ことができる。
実施例
以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。第１図
は、本発明に係る送信装置の一実施例を示すブロック図
、第２図は、第１図の送信装置における主要信号をベク
トルで示した説明図であり、第３図に示す構成部材と同
一のものには同一の参照符号を附す。
は、本発明に係る送信装置の一実施例を示すブロック図
、第２図は、第１図の送信装置における主要信号をベク
トルで示した説明図であり、第３図に示す構成部材と同
一のものには同一の参照符号を附す。
第１図において、１は、送信すべき直列データ信号が印
加される送信信号入力端子、２は、送信信号入力端子１
に入力した直列データ信号を２系統の並列データ信号に
変換する直列並列変換器、３．４はそれぞれ、直列並列
変換器２により変換された２系統の並列データ信号をそ
れぞれ帯域制限するローパスフィルタ、５は、ローパス
フィルタ３．４によりそれぞれ帯域制限された２系統の
並列データ信号■、Ｑにより、それぞれ第１の変調信号
の同相成分Ｉ１．直交成分Ｑ１ と、第２の変調信号の
同相成分■２、直交成分Ｑ２を演算する演算回路（Ｉ）
である。
加される送信信号入力端子、２は、送信信号入力端子１
に入力した直列データ信号を２系統の並列データ信号に
変換する直列並列変換器、３．４はそれぞれ、直列並列
変換器２により変換された２系統の並列データ信号をそ
れぞれ帯域制限するローパスフィルタ、５は、ローパス
フィルタ３．４によりそれぞれ帯域制限された２系統の
並列データ信号■、Ｑにより、それぞれ第１の変調信号
の同相成分Ｉ１．直交成分Ｑ１ と、第２の変調信号の
同相成分■２、直交成分Ｑ２を演算する演算回路（Ｉ）
である。
１２は、演算回路５により演算された第１の変調信号の
同相成分１１、直交成分Ｑ１と、第２の変調信号の同相
成分Ｉ２、直交成分Ｑ２により、所定の変調位相差を有
する第３の変調信号の同相成分Ｉｌ＋、直交成分Ｑ＋＋
と、第４の変調信号の同相成分１２８、直交成分Ｑ２＋
を演算するとともに、制御信号Ｃ１を電源電圧制御回路
１５に出力する演算回路（ｎ）、１３は、演算回路５に
より演算された第１の変調信号の同相成分ＩＩ 、直交
成分Ｑ１ と、第２の変調信号の同相成分■２、直交成
分Ｑ２により、第１の変調信号の変調位相と第２の変調
信号の変調位相の差が所定値より大きいか否かを判定し
、判定結果により制御信号Ｃ２を切換えスイッチ１４に
出力するとともに、制御信号Ｃ３を電源電圧制御回路１
５に出力する判定回路である。
同相成分１１、直交成分Ｑ１と、第２の変調信号の同相
成分Ｉ２、直交成分Ｑ２により、所定の変調位相差を有
する第３の変調信号の同相成分Ｉｌ＋、直交成分Ｑ＋＋
と、第４の変調信号の同相成分１２８、直交成分Ｑ２＋
を演算するとともに、制御信号Ｃ１を電源電圧制御回路
１５に出力する演算回路（ｎ）、１３は、演算回路５に
より演算された第１の変調信号の同相成分ＩＩ 、直交
成分Ｑ１ と、第２の変調信号の同相成分■２、直交成
分Ｑ２により、第１の変調信号の変調位相と第２の変調
信号の変調位相の差が所定値より大きいか否かを判定し
、判定結果により制御信号Ｃ２を切換えスイッチ１４に
出力するとともに、制御信号Ｃ３を電源電圧制御回路１
５に出力する判定回路である。
尚、判定回路１３の所定値は、演算回路１２の第３、第
４の変調信号の所定の変調位相差と同一である。また、
切換えスイッチ１４は、制御信号Ｃ２により、演算回路
５により演算された第１、第２の変調信号、又は演算回
路１２により演算された第３、第４の変調信号を選択し
て出力する。
４の変調信号の所定の変調位相差と同一である。また、
切換えスイッチ１４は、制御信号Ｃ２により、演算回路
５により演算された第１、第２の変調信号、又は演算回
路１２により演算された第３、第４の変調信号を選択し
て出力する。
電源電圧制御回路１５は後述するように、演算回路１２
からの制御信号Ｃ０と、判定回路１３からの制御信号Ｃ
３と、基地局（不図示）からの送信出力制御信号Ｃ４に
より、Ｃ級増幅器８．９に対するバイアス電圧Ｖｃｃを
制御する。
からの制御信号Ｃ０と、判定回路１３からの制御信号Ｃ
３と、基地局（不図示）からの送信出力制御信号Ｃ４に
より、Ｃ級増幅器８．９に対するバイアス電圧Ｖｃｃを
制御する。
６は、切換えスイッチ１４により選択された第１の変調
信号の同相成分１１、直交成分Ｑ＋、又は第３の変調信
号の同相成分ＩＩ＋、直交成分Ｑ１により４相位相変調
する直交変調器、７は、切換えスイッチ１４により選択
された第２の変調信号の同相成分Ｉ２、直交成分Ｑ２、
又は第４の変調信号の同相成分Ｉ２１、直交成分Ｑ２＋
により４相位相変調する直交変調器である。
信号の同相成分１１、直交成分Ｑ＋、又は第３の変調信
号の同相成分ＩＩ＋、直交成分Ｑ１により４相位相変調
する直交変調器、７は、切換えスイッチ１４により選択
された第２の変調信号の同相成分Ｉ２、直交成分Ｑ２、
又は第４の変調信号の同相成分Ｉ２１、直交成分Ｑ２＋
により４相位相変調する直交変調器である。
Ｃ級増幅器８．９はそれぞれ、直交変調器６．７により
４相位相変調された信号ｖ、 ｖ２をバイアス電圧Ｖ
ｃｃに応じて増幅し、電力合成器１０は、Ｃ級増幅器８
．９により増幅された信号Ｓ８２をベクトル合成し、ア
ンテナ１１を介して電波として送出する。
４相位相変調された信号ｖ、 ｖ２をバイアス電圧Ｖ
ｃｃに応じて増幅し、電力合成器１０は、Ｃ級増幅器８
．９により増幅された信号Ｓ８２をベクトル合成し、ア
ンテナ１１を介して電波として送出する。
次に、第１図及び第２図を参照して上記実施例の動作を
説明する。
説明する。
従来例と同様に、送信信号入力端子１に印加されたデー
タ信号に対して、第２図に示すようにベクトルＳで示す
信号をアンテナ１１から送出するものとすると、ベクト
ルＳは、Ｃ級増幅器８．９の出力信号Ｓ１、Ｓ２に対応
して絶対値が等しいベクトルＳ＋ ８２を合成する
ことにより得られる。
タ信号に対して、第２図に示すようにベクトルＳで示す
信号をアンテナ１１から送出するものとすると、ベクト
ルＳは、Ｃ級増幅器８．９の出力信号Ｓ１、Ｓ２に対応
して絶対値が等しいベクトルＳ＋ ８２を合成する
ことにより得られる。
同様に、ベクトルＳ＋ ３２は、直交変調器６７か
ら出力される一定の振幅の出力信号ｖ１、ｖ２に対応し
、絶対値が等しいベクトルＶ１、■２の定数倍になり、
この定数は、Ｃ級増幅器８．９の利得である。
ら出力される一定の振幅の出力信号ｖ１、ｖ２に対応し
、絶対値が等しいベクトルＶ１、■２の定数倍になり、
この定数は、Ｃ級増幅器８．９の利得である。
ここで、ベクトル■１、Ｖ２が、演算回路５の出力信号
■１．ＳＱＩ Ｉ２、Ｑｚを４相位相変調したもので
あって、ベクトルＶｌ 、Ｖ２の位相差φｄが所定値φ
、より大きい場合、判定回路１３は、制御信号Ｃ２によ
り切換えスイッチ１４を演算装置１２側に切換える。
■１．ＳＱＩ Ｉ２、Ｑｚを４相位相変調したもので
あって、ベクトルＶｌ 、Ｖ２の位相差φｄが所定値φ
、より大きい場合、判定回路１３は、制御信号Ｃ２によ
り切換えスイッチ１４を演算装置１２側に切換える。
したがって、直交変調器６．７の出力信号は、位相差が
上記所定値φ、ｈに等しく、次式％式％ が成立するベクトルＶ、、、Ｖ、となる。
上記所定値φ、ｈに等しく、次式％式％ が成立するベクトルＶ、、、Ｖ、となる。
ここで、演算装置１２の出力信号ＩＩＩ、Ｑｚ、Ｉ２＋
＊Ｑ２＋はそれぞれ、 Ｉ ｚ＝ Ｉ ＋ ｃｏｓ φｃ Ｑ＋ｓｉｎ φ。
＊Ｑ２＋はそれぞれ、 Ｉ ｚ＝ Ｉ ＋ ｃｏｓ φｃ Ｑ＋ｓｉｎ φ。
Ｑ目＝Ｑ＋ｃｏｓφｅ Ｉ＋ｓｉｎφ０Ｉ ２１＝
Ｉ ２ ｃＯ５φｃ Ｑ２ｓｉｎφ、Ｑ２１＝Ｑ２Ｃ
Ｏ８φｅ−１２ｓｉｎφＣである。
Ｉ ２ ｃＯ５φｃ Ｑ２ｓｉｎφ、Ｑ２１＝Ｑ２Ｃ
Ｏ８φｅ−１２ｓｉｎφＣである。
また、送信すべき信号ベクトルＳは、第２図に示すよう
に、ベクトルｖｌｌ、Ｖ２１を定数倍したベクトルＳｌ
１％ Ｓ２１を電力合成器１０により合成することによ
り得られる。
に、ベクトルｖｌｌ、Ｖ２１を定数倍したベクトルＳｌ
１％ Ｓ２１を電力合成器１０により合成することによ
り得られる。
そこで、判定回路１３が切換え制御信号Ｃ３を出力する
とともに、演算回路１２がベクトル差Ｓｚ ｌ ｌ
ｓ目１に対応する制御信号Ｃ＋ を出力すると、電源電
圧制御回路１５はＣ級増幅器８．９の出力信号のベクト
ルがそれぞれＳｌｌ ３２１となるようなバイアス電
圧Ｖｃｃを発生する。
とともに、演算回路１２がベクトル差Ｓｚ ｌ ｌ
ｓ目１に対応する制御信号Ｃ＋ を出力すると、電源電
圧制御回路１５はＣ級増幅器８．９の出力信号のベクト
ルがそれぞれＳｌｌ ３２１となるようなバイアス電
圧Ｖｃｃを発生する。
尚、電源電圧制御回路１５はまた、基地局からの制御信
号Ｃ１に応じてバイアス電圧Ｖｃｃを発生し、送信信号
の電力を制御する。
号Ｃ１に応じてバイアス電圧Ｖｃｃを発生し、送信信号
の電力を制御する。
したがって、上記実施例によれば、Ｃ級増幅器８．９の
出力信号のベクトルの位相差が所定の値φ、より大きく
ならず、また、位相差が小さくなってもバイアス電圧Ｖ
ｃｃにより振幅が一定になるので、電力合成器の電力損
失が減少し、したがって、全体の電力効率を向上するこ
とができる。
出力信号のベクトルの位相差が所定の値φ、より大きく
ならず、また、位相差が小さくなってもバイアス電圧Ｖ
ｃｃにより振幅が一定になるので、電力合成器の電力損
失が減少し、したがって、全体の電力効率を向上するこ
とができる。
発明の詳細
な説明したように、本発明は、第１の変調信号の同相成
分及び直交成分と第２の変調信号の同相成分及び直交成
分を演算する第１の演算手段の外に、第１の変調信号の
同相成分及び直交成分と第２の変調信号の同相成分及び
直交成分により、所定の変調位相差の第３の変調信号の
同相成分及び直交成分と第、４の変調信号の同相成分及
び直交成分を演算する第２の演算手段を設け、第１の変
調信号の同相成分及び直交成分と第２の変調信号の同相
成分及び直交成分の変調位相差が前記所定の変調位相差
より大きいか否かを判定し、大きくない場合に前記第１
の演算手段の第１、第２の変調信号を選択し、大きい場
合に前記第２の演算回路の第３、第４の変調信号を選択
し、また、第１、第２のＣ級増幅器により増幅された信
号の振幅が一定になるようにバイアス電圧を第１、第２
のＣ級増幅器に供給するようにしたので、第１、第２の
Ｃ級増幅器から電力増幅器に入力する信号の位相差が所
定値より大きくならず、また振幅が一定になり、したが
って、電力合成器の電力損失が減少し、全体の電力効率
を向上することができる。
分及び直交成分と第２の変調信号の同相成分及び直交成
分を演算する第１の演算手段の外に、第１の変調信号の
同相成分及び直交成分と第２の変調信号の同相成分及び
直交成分により、所定の変調位相差の第３の変調信号の
同相成分及び直交成分と第、４の変調信号の同相成分及
び直交成分を演算する第２の演算手段を設け、第１の変
調信号の同相成分及び直交成分と第２の変調信号の同相
成分及び直交成分の変調位相差が前記所定の変調位相差
より大きいか否かを判定し、大きくない場合に前記第１
の演算手段の第１、第２の変調信号を選択し、大きい場
合に前記第２の演算回路の第３、第４の変調信号を選択
し、また、第１、第２のＣ級増幅器により増幅された信
号の振幅が一定になるようにバイアス電圧を第１、第２
のＣ級増幅器に供給するようにしたので、第１、第２の
Ｃ級増幅器から電力増幅器に入力する信号の位相差が所
定値より大きくならず、また振幅が一定になり、したが
って、電力合成器の電力損失が減少し、全体の電力効率
を向上することができる。
第１図は、本発明に係る送信装置の一実施例を示すブロ
ック図、第２図は、第１図の送信装置における主要信号
をベクトルで示した説明図、第３図は、従来の送信装置
を示すブロック図、第４図は、第２図の送信装置におけ
る主要信号をベクトルで示した説明図である。 ２・・・直列並列変換！、３．４・・・ローノくスフイ
ルり、５．１２・・・演算回路、６．７・・・直交変調
器、８．９・・・Ｃ級増幅器、１０・・・電力増幅器、
１１・・・アンテナ、１３・・・判定回路、１４・・・
切換えスイ・ソチ、１５・・・電源電圧制御回路。
ック図、第２図は、第１図の送信装置における主要信号
をベクトルで示した説明図、第３図は、従来の送信装置
を示すブロック図、第４図は、第２図の送信装置におけ
る主要信号をベクトルで示した説明図である。 ２・・・直列並列変換！、３．４・・・ローノくスフイ
ルり、５．１２・・・演算回路、６．７・・・直交変調
器、８．９・・・Ｃ級増幅器、１０・・・電力増幅器、
１１・・・アンテナ、１３・・・判定回路、１４・・・
切換えスイ・ソチ、１５・・・電源電圧制御回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 送信すべき直列データ信号を２系統の並列データ信号に
変換する手段と、 前記変換手段により変換された２系統の並列データ信号
をそれぞれ帯域制限する第１、第２のローパスフィルタ
と、 前記第１、第２のローパスフィルタにより帯域制限され
た２系統の並列データ信号により、第１の変調信号の同
相成分及び直交成分と第２の変調信号の同相成分及び直
交成分を演算する第１の演算手段と、 前記第１の演算手段により演算された第１の変調信号の
同相成分及び直交成分と第２の変調信号の同相成分及び
直交成分により、所定の変調位相差の第３の変調信号の
同相成分及び直交成分と第４の変調信号の同相成分及び
直交成分を演算する第２の演算手段と、 前記第１の演算手段により演算された第１の変調信号の
同相成分及び直交成分と第２の変調信号の同相成分及び
直交成分の変調位相差が前記所定の変調位相差より大き
いか否かを判定し、大きくない場合に前記第１の演算手
段の第１、第２の変調信号を選択し、大きい場合に前記
第２の演算回路の第３、第４の変調信号を選択する手段
と、前記選択手段により選択された第１又は第３の変調
信号を直交変調する第１の直交変調手段と、前記選択手
段により選択された第２又は第４の変調信号を直交変調
する第２の直交変調手段と、前記第１、第２の直交変調
手段により変調された信号をそれぞれ増幅する第１、第
２のＣ級増幅器と、 前記第１、第２のＣ級増幅器により増幅された信号の振
幅が一定になるようにバイアス電圧を前記第１、第２の
Ｃ級増幅器に供給する手段とを有する送信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23854489A JPH0831886B2 (ja) | 1989-09-14 | 1989-09-14 | 送信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23854489A JPH0831886B2 (ja) | 1989-09-14 | 1989-09-14 | 送信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03101447A true JPH03101447A (ja) | 1991-04-26 |
| JPH0831886B2 JPH0831886B2 (ja) | 1996-03-27 |
Family
ID=17031831
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23854489A Expired - Fee Related JPH0831886B2 (ja) | 1989-09-14 | 1989-09-14 | 送信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0831886B2 (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08163189A (ja) * | 1994-12-06 | 1996-06-21 | Nec Corp | 送信回路 |
| JPH0918537A (ja) * | 1995-06-29 | 1997-01-17 | Nec Corp | 線形変調増幅方式 |
| JPH0918536A (ja) * | 1995-06-28 | 1997-01-17 | Nec Corp | 変調増幅方式 |
| JP2007325163A (ja) * | 2006-06-05 | 2007-12-13 | Japan Radio Co Ltd | 信号分解装置および信号増幅システム |
| JP2008523763A (ja) * | 2004-12-14 | 2008-07-03 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 位相差システム用の低損失、非対称コンバイナ、及び非対称コンバイナを備える適応型無線周波数増幅器 |
| US9300256B2 (en) | 2012-06-19 | 2016-03-29 | Fujitsu Limited | Amplification device and amplification method |
| KR101665079B1 (ko) * | 2016-02-24 | 2016-10-12 | 주식회사 비테크 | 모르타르 제조용 품질조절 계량 플랜트 장치 |
| KR101715233B1 (ko) * | 2016-09-22 | 2017-03-10 | 덴버코리아이엔씨 주식회사 | 정밀 계량 공급장치, 모르타르 제조용 품질조절 계량 플랜트 장치 및 이를 이용한 모르타르 제조 방법 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007174148A (ja) * | 2005-12-21 | 2007-07-05 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 増幅装置 |
-
1989
- 1989-09-14 JP JP23854489A patent/JPH0831886B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08163189A (ja) * | 1994-12-06 | 1996-06-21 | Nec Corp | 送信回路 |
| JPH0918536A (ja) * | 1995-06-28 | 1997-01-17 | Nec Corp | 変調増幅方式 |
| JPH0918537A (ja) * | 1995-06-29 | 1997-01-17 | Nec Corp | 線形変調増幅方式 |
| JP2008523763A (ja) * | 2004-12-14 | 2008-07-03 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 位相差システム用の低損失、非対称コンバイナ、及び非対称コンバイナを備える適応型無線周波数増幅器 |
| JP2007325163A (ja) * | 2006-06-05 | 2007-12-13 | Japan Radio Co Ltd | 信号分解装置および信号増幅システム |
| US9300256B2 (en) | 2012-06-19 | 2016-03-29 | Fujitsu Limited | Amplification device and amplification method |
| KR101665079B1 (ko) * | 2016-02-24 | 2016-10-12 | 주식회사 비테크 | 모르타르 제조용 품질조절 계량 플랜트 장치 |
| KR101715233B1 (ko) * | 2016-09-22 | 2017-03-10 | 덴버코리아이엔씨 주식회사 | 정밀 계량 공급장치, 모르타르 제조용 품질조절 계량 플랜트 장치 및 이를 이용한 모르타르 제조 방법 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0831886B2 (ja) | 1996-03-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100507592B1 (ko) | 효율적 신호 전력 증폭을 위한 장치 및 방법 | |
| US11444362B2 (en) | Signal processing circuit, radio frequency signal transmitter, and communications device | |
| US6201452B1 (en) | Systems and methods for converting a stream of complex numbers into a modulated radio power signal | |
| US5771442A (en) | Dual mode transmitter | |
| US5784412A (en) | Transmitter and method for transmitting a modulated wave with variable envelope | |
| US6737914B2 (en) | Removing effects of gain and phase mismatch in a linear amplification with nonlinear components (LINC) system | |
| JP2003124821A (ja) | 送信電力制御回路 | |
| US7023292B2 (en) | Polar modulation using amplitude modulated quadrature signals | |
| JP4948717B2 (ja) | 信号増幅方法及び送信装置 | |
| CA2519366A1 (en) | Quadrature modulator which employs four 90-degrees-shifted carriers | |
| WO2000038388A1 (en) | Qam modulator for radio communications | |
| US7881401B2 (en) | Transmitter arrangement and signal processing method | |
| JPH07131278A (ja) | 信号組合わせ器 | |
| TW200807979A (en) | Multilevel LINC transmitter | |
| JPH03101447A (ja) | 送信装置 | |
| JPH0918536A (ja) | 変調増幅方式 | |
| WO2008099724A1 (en) | Linc transmission circuit and communication device using the same | |
| CN216751799U (zh) | 一种数模联播广播发射系统 | |
| US20090021321A1 (en) | Hybrid linear and polar modulation apparatus | |
| CN120301741B (zh) | 一种信号发射机及电子设备 | |
| JPH0774790A (ja) | 非線形歪補償送受信回路 | |
| CN114710385B (zh) | 一种数模联播广播发射系统 | |
| JPH1198212A (ja) | 直交変調器 | |
| JPH05110348A (ja) | 高周波増幅器 | |
| JP2002535868A (ja) | デジタル放送に最適化された高性能短波放送用送信機 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |