JPH03104357A - 多値多相位相変調器 - Google Patents
多値多相位相変調器Info
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- JPH03104357A JPH03104357A JP1240714A JP24071489A JPH03104357A JP H03104357 A JPH03104357 A JP H03104357A JP 1240714 A JP1240714 A JP 1240714A JP 24071489 A JP24071489 A JP 24071489A JP H03104357 A JPH03104357 A JP H03104357A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概 要〕
通信装置の直交振幅変調（ＱＡＭ）や位相変調（ＰＳＩ
Ｃ）における多値多相位相変調器に関し、 変調器におけるベースバンド信号の振幅及び搬送波の位
相の調整を不要にし、さらに高い周波数の変調波出力を
可能にすることを目的とし、一定のサンプリング周期の
ｍビットの搬送波アドレスを発生する搬送波アドレス発
生部と、前記ｍビットの搬送波アドレス及び時間的に連
続するｎビットのデータ系列を人力アドレスとし、該人
力アドレスに応じた多値多相ディジタル変調波を出力す
るＲＯＭと、該ＲＯＭの多値多相ディジタル変調波出力
をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器と、を具備し、前記ＲＯ
Ｍには、予め、前記時間的に連続するｎビットのデータ
系列から２つの直交する振幅成分を演算し、該各２つの
振幅成分に前記ｍビットの搬送波アドレスによって表わ
される正弦波成分及び余弦波成分を乗算し、該２つの乗
算結果を合或した演算値を、前記ｍビットの搬送波アド
レス及び時間的に連続するｎビットのデータ系列を入力
アドレスとして格納するように構或し、さらに、前記Ｒ
ＯＭの出力もしくは前記Ｄ／Ａ変換器の出力を、前記サ
ンプリング周期でインパルス化するインパルス化回路を
具備するように構成する。
Ｃ）における多値多相位相変調器に関し、 変調器におけるベースバンド信号の振幅及び搬送波の位
相の調整を不要にし、さらに高い周波数の変調波出力を
可能にすることを目的とし、一定のサンプリング周期の
ｍビットの搬送波アドレスを発生する搬送波アドレス発
生部と、前記ｍビットの搬送波アドレス及び時間的に連
続するｎビットのデータ系列を人力アドレスとし、該人
力アドレスに応じた多値多相ディジタル変調波を出力す
るＲＯＭと、該ＲＯＭの多値多相ディジタル変調波出力
をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器と、を具備し、前記ＲＯ
Ｍには、予め、前記時間的に連続するｎビットのデータ
系列から２つの直交する振幅成分を演算し、該各２つの
振幅成分に前記ｍビットの搬送波アドレスによって表わ
される正弦波成分及び余弦波成分を乗算し、該２つの乗
算結果を合或した演算値を、前記ｍビットの搬送波アド
レス及び時間的に連続するｎビットのデータ系列を入力
アドレスとして格納するように構或し、さらに、前記Ｒ
ＯＭの出力もしくは前記Ｄ／Ａ変換器の出力を、前記サ
ンプリング周期でインパルス化するインパルス化回路を
具備するように構成する。
本発明は通信装置の直交振幅変調（ＱＡＭ）を用いた多
値多相位相変調器に関する。
値多相位相変調器に関する。
〔従来の技術〕
ＱＡＭを用いた多相位相変調（ＰＳＩＣ）方式とは互い
に直交関係にある搬送波ｓｉｎ ｗｔ・ｃｏｓ ｗｔを
独立に振幅変調し、これを合或して多相位相変調波を生
或し、そのうち、選択された変調波を伝送するものであ
り、その一例であるＱＰＳＫを第１１図に示す。
に直交関係にある搬送波ｓｉｎ ｗｔ・ｃｏｓ ｗｔを
独立に振幅変調し、これを合或して多相位相変調波を生
或し、そのうち、選択された変調波を伝送するものであ
り、その一例であるＱＰＳＫを第１１図に示す。
第１１図において、１１は伝送すべきエチャネル（同期
成分）、Ｑチャネル（直交成分）の２系列ディジタルデ
ータを直並列変換する直並列変換器、であって、たとえ
ば２系列のそれぞれ７ビット（シンボル）の並列ディジ
タルデータを生或する。
成分）、Ｑチャネル（直交成分）の２系列ディジタルデ
ータを直並列変換する直並列変換器、であって、たとえ
ば２系列のそれぞれ７ビット（シンボル）の並列ディジ
タルデータを生或する。
１２．１３はたとえばＲＯＭで構戊される波形整形のた
めのディジタルフィルタ、１４．１５は波形整形された
各８ビットデータをＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器である
。Ｄ／Ａ変換器１４．１５によってＤ／Ａ変換されたア
ナログ信号は低域フィルタ１６．１７に送出され、ここ
において、Ｉ，Ｑ同振幅のベースバンド信号が生或され
る。ミキサ１８には、基準発振器２１からの搬送波信号
（たとえばｓｉｎ ｗｔ） と■系列のベースバンド
信号とが入力されて、搬送波信号が振幅変調され、他方
、ミキサ９には、基準発振器２１からの搬送波信号（た
とえばｓｉｎ ｗｔ）と直交する９０゜移相器２２の出
力である搬送波信号（たとえばｃｏｓ ｗｔ） とＱ
系列のベースバンド信号とが人力されて該搬送波信号が
振幅変調される。
めのディジタルフィルタ、１４．１５は波形整形された
各８ビットデータをＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器である
。Ｄ／Ａ変換器１４．１５によってＤ／Ａ変換されたア
ナログ信号は低域フィルタ１６．１７に送出され、ここ
において、Ｉ，Ｑ同振幅のベースバンド信号が生或され
る。ミキサ１８には、基準発振器２１からの搬送波信号
（たとえばｓｉｎ ｗｔ） と■系列のベースバンド
信号とが入力されて、搬送波信号が振幅変調され、他方
、ミキサ９には、基準発振器２１からの搬送波信号（た
とえばｓｉｎ ｗｔ）と直交する９０゜移相器２２の出
力である搬送波信号（たとえばｃｏｓ ｗｔ） とＱ
系列のベースバンド信号とが人力されて該搬送波信号が
振幅変調される。
これら９０″位相が異なる変調波はハイブリッド回路２
０において合或され、４相変調波となる。なお、２３は
４相変調波のうち所望の周波数帯域の変調波のみを選択
して伝送する帯域フィルタである。
０において合或され、４相変調波となる。なお、２３は
４相変調波のうち所望の周波数帯域の変調波のみを選択
して伝送する帯域フィルタである。
しかしながら、上述の従来のＰＳＫ変調器においては、
アナログ回路で変調を行うために、■チャネル、Ｑチャ
ネルのベースバンド信号の振幅及び搬送波の位相の調整
が必要であるという課題があった。
アナログ回路で変調を行うために、■チャネル、Ｑチャ
ネルのベースバンド信号の振幅及び搬送波の位相の調整
が必要であるという課題があった。
したがって、本発明の目的は、ベースバンド信号の振幅
及び搬送波の位相の調整を不要にした多値多相位相変調
器を提供することにある。
及び搬送波の位相の調整を不要にした多値多相位相変調
器を提供することにある。
また、他の本発明の目的は、より高い変調波を得ること
にある。
にある。
上述の課題を解決するための手段は第１Ａ図、第ＩＢ図
に示される。
に示される。
第ＩＡ図においては、搬送波アドレス発生部は、一定の
サンプリング周期のｍビットの搬送波アドレスを発生し
、ＲＯＭ２はｍビットの搬送波アドレス及び時間的に連
続するｎビットのデータ系列を入力アドレスとし、該入
力アドレスに応じた多値多相ディジタル変調波を出力し
、Ｄ／Ａ変換器３は該ＲＯＭ２の多値多相ディジタル変
調波出力をＤ／Ａ変換する。このＲＯＭ２には、予め、
前記時間的に連続するｎビットのデータ系列から２つの
直交する振幅戒分を演算し、該各２つの振幅成分にｍビ
ットの搬送波アドレスによって表わされる正弦波成分及
び余弦波成分を乗算し、該２つの乗算結果を合或した演
算値を、上述のｍビットの搬送波アドレス及び時間的に
連続するｎビットのデータ系列を入力アドレスとして柊
納してあるものである。
サンプリング周期のｍビットの搬送波アドレスを発生し
、ＲＯＭ２はｍビットの搬送波アドレス及び時間的に連
続するｎビットのデータ系列を入力アドレスとし、該入
力アドレスに応じた多値多相ディジタル変調波を出力し
、Ｄ／Ａ変換器３は該ＲＯＭ２の多値多相ディジタル変
調波出力をＤ／Ａ変換する。このＲＯＭ２には、予め、
前記時間的に連続するｎビットのデータ系列から２つの
直交する振幅戒分を演算し、該各２つの振幅成分にｍビ
ットの搬送波アドレスによって表わされる正弦波成分及
び余弦波成分を乗算し、該２つの乗算結果を合或した演
算値を、上述のｍビットの搬送波アドレス及び時間的に
連続するｎビットのデータ系列を入力アドレスとして柊
納してあるものである。
第ＩＢ図においては、さらに、ＲＯＭ２の出力もしくは
Ｄ／Ａ変換器３の出力を、サンプリング周期でインパル
ス化するインパルス化回路４を設ける。
Ｄ／Ａ変換器３の出力を、サンプリング周期でインパル
ス化するインパルス化回路４を設ける。
第ＩＡ図に示す手段によれば、変調波生或はディジタル
的に行われ、ベースバンド信号の振幅調整用及び搬送波
の位相調整用のアナログ回路は不要となる。
的に行われ、ベースバンド信号の振幅調整用及び搬送波
の位相調整用のアナログ回路は不要となる。
第１Ｂ図に示す手段によれば、ディジタル変調に伴なう
変調波の周波数歪みが小さくなる。
変調波の周波数歪みが小さくなる。
第２図は本発明に係る多値多相位相変調器の第１の実施
例を示すブロック回路図である。第２図においては、直
並列変換器１１、帯域フィルタ２３は第 図のものと同
一である。この直並列変換器１１の出力周波数つまりシ
ンボルデータのレートｆ ｓｙ＊はたとえばＩ ＭＨｚ
である。また、１は周波数ｆｅ（たとえば２ ＭＨｚ）
の搬送波を発生するためのアドレス信号Ａｏ”＝Ａ２を
発生する搬送波アドレス発生部であって、基準発振器Ｉ
Ａ及び分周器ＩＢよりなる。分周器ＩＢは、たとえばサ
ンプリング数を８（＝２３）とするために、３ビットの
アドレス信号Ａ。−Ａ２を送出する。つまり、Ａｏは周
波数４ ｆｃ（＝ ２２ＡＣ）で交互に“０′″，“１
”となり、Ａ，は周波数２ｆｃで交互に“０”，“１”
となり、Ａ２は周波数ｆｃで交互に“０”，″″１”と
なる。なお、この場合、サンプリング周波数ｆ，は４ｆ
ｃである。
例を示すブロック回路図である。第２図においては、直
並列変換器１１、帯域フィルタ２３は第 図のものと同
一である。この直並列変換器１１の出力周波数つまりシ
ンボルデータのレートｆ ｓｙ＊はたとえばＩ ＭＨｚ
である。また、１は周波数ｆｅ（たとえば２ ＭＨｚ）
の搬送波を発生するためのアドレス信号Ａｏ”＝Ａ２を
発生する搬送波アドレス発生部であって、基準発振器Ｉ
Ａ及び分周器ＩＢよりなる。分周器ＩＢは、たとえばサ
ンプリング数を８（＝２３）とするために、３ビットの
アドレス信号Ａ。−Ａ２を送出する。つまり、Ａｏは周
波数４ ｆｃ（＝ ２２ＡＣ）で交互に“０′″，“１
”となり、Ａ，は周波数２ｆｃで交互に“０”，“１”
となり、Ａ２は周波数ｆｃで交互に“０”，″″１”と
なる。なお、この場合、サンプリング周波数ｆ，は４ｆ
ｃである。
ＲＯＭ２は、たとえばアクセスタイム１００ｎｓのＩＭ
バイトの構或であり、その入力アドレスは、■チャネル
の７ビットのデータ系列、Ｑチャネル７ビットのデータ
系列、及び搬送波アドレスＡ。，Ａ１，Ａ２の計１１ビ
ットが与えられ、出力は８ピットで与えられる。すなわ
ち、第１表に示す値が格納されている。
バイトの構或であり、その入力アドレスは、■チャネル
の７ビットのデータ系列、Ｑチャネル７ビットのデータ
系列、及び搬送波アドレスＡ。，Ａ１，Ａ２の計１１ビ
ットが与えられ、出力は８ピットで与えられる。すなわ
ち、第１表に示す値が格納されている。
第ｌ表
これら２つの乗算結果を合或して各対応の記憶場所に格
納されている。より簡単に説明すると、入力データを、
■チャネルの１ビットのデータ、Ｑチャネルの１ビット
のデータとすれば、第４図に示す演算することであり、
つまり、４相変調波成分は （Ｉ，Ｑ） ＲＯＭ２の８ビットデータは、次のごとく予め演算され
ている。すなわち、■チャネルの７ビットのデータ系列
から振幅成分（同期成分〉を演算し、また、Ｑチャネル
の７ビットのデータ系列から振幅成分（直交成分）を演
算し、次に、これら２つの直交する振幅成分に、第３図
に示す搬送波アドレスＡ０，Ａ，・Ａ２によって表わさ
れる正弦波成分ｓ＋ｎ ｗｔ及び余弦波成分ｃｏｓ ｗ
ｔを乗算し、さらに、となる。したがって、この場合に
は、ＲＯＭ２には、第２表に示す値が格納されている。
納されている。より簡単に説明すると、入力データを、
■チャネルの１ビットのデータ、Ｑチャネルの１ビット
のデータとすれば、第４図に示す演算することであり、
つまり、４相変調波成分は （Ｉ，Ｑ） ＲＯＭ２の８ビットデータは、次のごとく予め演算され
ている。すなわち、■チャネルの７ビットのデータ系列
から振幅成分（同期成分〉を演算し、また、Ｑチャネル
の７ビットのデータ系列から振幅成分（直交成分）を演
算し、次に、これら２つの直交する振幅成分に、第３図
に示す搬送波アドレスＡ０，Ａ，・Ａ２によって表わさ
れる正弦波成分ｓ＋ｎ ｗｔ及び余弦波成分ｃｏｓ ｗ
ｔを乗算し、さらに、となる。したがって、この場合に
は、ＲＯＭ２には、第２表に示す値が格納されている。
第２表
Ｒ Ｏ Ｍ ２についてさらに第５図を参照して第２図
の説明をする。第２図において、シンボルレー｝ｆ，ｙ
，であるデータ系列は第５図（Ａ）に示す周波数スベク
トラムを有し（１００％ルートロールオフ特性の場合）
、他方、搬送波は周波数ｆｃであるので第５図（Ｂ）に
示す周波数スペクトラムを有する。
の説明をする。第２図において、シンボルレー｝ｆ，ｙ
，であるデータ系列は第５図（Ａ）に示す周波数スベク
トラムを有し（１００％ルートロールオフ特性の場合）
、他方、搬送波は周波数ｆｃであるので第５図（Ｂ）に
示す周波数スペクトラムを有する。
ＲＯＭ２は第５図（Ａ）に示す周波数スペクトラムを有
するベースバンド信号と第５図（Ｂ）に示す周波数スペ
クトラムを有する搬送波との乗算は、これらのたたみ込
み積分であるので、第５図（Ｃ）に示す周波数スペクト
ラムを有する。さらに、ＲＯＭ２のディジタル出力は、
周波数１／ｆ．でサンプリングされた値であるので、第
５図（Ｃ）の周波数スペクトルとサンプリングのスペク
トラムのたたみ込みとなり、ＲＯＭ２のディジタル出力
値は第５図（Ｄ）に示す周波数スペクトルを有すること
になる。
するベースバンド信号と第５図（Ｂ）に示す周波数スペ
クトラムを有する搬送波との乗算は、これらのたたみ込
み積分であるので、第５図（Ｃ）に示す周波数スペクト
ラムを有する。さらに、ＲＯＭ２のディジタル出力は、
周波数１／ｆ．でサンプリングされた値であるので、第
５図（Ｃ）の周波数スペクトルとサンプリングのスペク
トラムのたたみ込みとなり、ＲＯＭ２のディジタル出力
値は第５図（Ｄ）に示す周波数スペクトルを有すること
になる。
このように、第５図（Ｄ）に示す周波数スペクトルを有
する変調波出力がＲＯＭ２の出力すなわちＤ／Ａ変換器
３の出力に得られるので、帯域フィルタ２３により所望
の周波数成分のみが選択されることになる。
する変調波出力がＲＯＭ２の出力すなわちＤ／Ａ変換器
３の出力に得られるので、帯域フィルタ２３により所望
の周波数成分のみが選択されることになる。
しかしながら、実際には、第５図（Ｄ）に示す周波数ス
ベクトラムは、ＲＯＭ２出力の波形が階段状に変化する
ので、高周波数程変調波が歪んでしまう。すなわち、第
６図（Ａ）（第５図（Ｄ）と同一）に示す周波数スペク
トル（ＲＯＭ出力がインパルス状）を有するディジタル
値に比例した振幅信号に第６図（Ｂ）に示す周波数スペ
クトルを有する矩形波との乗算は、周波数軸上で表わせ
ば、これらのスペクトルのたたみ込みであるので、第６
図（Ｃ）に示すごとくなる。この結果、周波数が高い程
、変調波が減衰して歪むことになり、高い周波数の変調
波を得ることができない。
ベクトラムは、ＲＯＭ２出力の波形が階段状に変化する
ので、高周波数程変調波が歪んでしまう。すなわち、第
６図（Ａ）（第５図（Ｄ）と同一）に示す周波数スペク
トル（ＲＯＭ出力がインパルス状）を有するディジタル
値に比例した振幅信号に第６図（Ｂ）に示す周波数スペ
クトルを有する矩形波との乗算は、周波数軸上で表わせ
ば、これらのスペクトルのたたみ込みであるので、第６
図（Ｃ）に示すごとくなる。この結果、周波数が高い程
、変調波が減衰して歪むことになり、高い周波数の変調
波を得ることができない。
ところで、第６図（Ｂ）に示す周波数スペクトラムは、
第７図（Ａ）， （Ｂ）に示すように、サンプリング
周期Ｔ （＝１／ｆ． ）に依存する。つまり、サンプ
リング周期Ｔを小さくすると、周波数スペクトラムがＯ
となる周波数が高くなることが分る。
第７図（Ａ）， （Ｂ）に示すように、サンプリング
周期Ｔ （＝１／ｆ． ）に依存する。つまり、サンプ
リング周期Ｔを小さくすると、周波数スペクトラムがＯ
となる周波数が高くなることが分る。
これは、サンプリング周期を一定にしたままでも、サン
プリング波形の各矩形波幅を小さくしても同様の傾向に
ある。これを考慮した本発明の第２の実施例について説
明する。
プリング波形の各矩形波幅を小さくしても同様の傾向に
ある。これを考慮した本発明の第２の実施例について説
明する。
第８図は本発明に係る多相位相変調器の第２の実施例を
示すブロック回路図であって、第２図の構戊要素に対し
て、インパルス化回路４を付加したものである。インパ
ルス化回路４は、遅延回路４１，４２、排他的論理和回
路４３、高速スイッチ４４により構或され、サンプリン
グ周期１／ｆｓすなわちアドレスＡ。−Ａ２の一番早い
信号Ａ。に同期して動作する。なお、高速スイッチ４４
はＧａＡｓ ｝ランジスタ、ＥＣＬトランジスタ等によ
り構戊される。
示すブロック回路図であって、第２図の構戊要素に対し
て、インパルス化回路４を付加したものである。インパ
ルス化回路４は、遅延回路４１，４２、排他的論理和回
路４３、高速スイッチ４４により構或され、サンプリン
グ周期１／ｆｓすなわちアドレスＡ。−Ａ２の一番早い
信号Ａ。に同期して動作する。なお、高速スイッチ４４
はＧａＡｓ ｝ランジスタ、ＥＣＬトランジスタ等によ
り構戊される。
第９図のタイミング図を参照して第８図のインパルス化
回路４の動作を説明する。すなわち、Ｄ／Ａ変換器３の
出力は第９図（Ａ）に示すごとく矩形波波形となる。他
方、遅延回路４ｌの出力は、第９図（Ｂ）に示すように
、サンプリングバルス（図示せず）を一定時間遅延させ
たものであり、遅延回路４２の出力は、第９図（Ｃ）に
示すように、さらにこれを一定時間遅延させたものであ
る。この結果、排他的論理和回路４３の出力は、第９図
（Ｄ）に示すごとく、サンプリングパルスＡ。に同期し
且つその幅が小さい矩形波パルスとなる。
回路４の動作を説明する。すなわち、Ｄ／Ａ変換器３の
出力は第９図（Ａ）に示すごとく矩形波波形となる。他
方、遅延回路４ｌの出力は、第９図（Ｂ）に示すように
、サンプリングバルス（図示せず）を一定時間遅延させ
たものであり、遅延回路４２の出力は、第９図（Ｃ）に
示すように、さらにこれを一定時間遅延させたものであ
る。この結果、排他的論理和回路４３の出力は、第９図
（Ｄ）に示すごとく、サンプリングパルスＡ。に同期し
且つその幅が小さい矩形波パルスとなる。
この排他的論理和回路４３の出力により高速スイッチ４
４をオン、オフさせると、第９図（Ｄ）に示す波形かえ
られ、スイッチ４４の出力は第９図（Ｅ）に示す波形と
なる。
４をオン、オフさせると、第９図（Ｄ）に示す波形かえ
られ、スイッチ４４の出力は第９図（Ｅ）に示す波形と
なる。
第９図（Ｅ）に示す波形の周波数スペクトルは、第１０
図（Δ）に示すごとくなり、この結果、第１０図（Ｂ）
に示すように、高い周波数帯域（たとえばＸで示す）を
変調波として選択できる。なお、矢印Ｙはインパルス化
回路４が付加されていない第１の実施例の場合における
適正な範囲の周波数帯域を示す。（第１０図（Ｃ）は第
６図（Ｃ）と同一） なお、第８図においては、インパルス化回路をＤ／Ａ変
換器３の後段に接続しているが、ＲＯＭ２の後段に接続
してもよい。
図（Δ）に示すごとくなり、この結果、第１０図（Ｂ）
に示すように、高い周波数帯域（たとえばＸで示す）を
変調波として選択できる。なお、矢印Ｙはインパルス化
回路４が付加されていない第１の実施例の場合における
適正な範囲の周波数帯域を示す。（第１０図（Ｃ）は第
６図（Ｃ）と同一） なお、第８図においては、インパルス化回路をＤ／Ａ変
換器３の後段に接続しているが、ＲＯＭ２の後段に接続
してもよい。
また、ＲＯＭ２は、ＲＯＭＩにデイジタル回路を付加し
てＲＯＭ２と同様な作用をさせることもできる。
てＲＯＭ２と同様な作用をさせることもできる。
以上説明したように本発明によれば、デイジタル化より
変調器におけるベースバンド信号の振幅及び搬送波の位
相の調整を不要にすることができ、また、インパルス化
回路の導入により高い周波数の変調波出力が可能となる
。
変調器におけるベースバンド信号の振幅及び搬送波の位
相の調整を不要にすることができ、また、インパルス化
回路の導入により高い周波数の変調波出力が可能となる
。
第１Ａ図、第ＩＢ図は本発明の基本構或を示すブロック
回路図、 第２図は本発明に係る多値多相位相変調器の第ｌの実施
例を示すブロック回路図、 第３図は第２図のＲＯＭを補足説明する搬送波のタイミ
ング図、 第４図は第２図のＲＯＭの演算を説明する回路図、 第５図、第６図、第７図は第２図のＲＯＭを補足説明す
る周波数スペクトラムを示す図、第８図は本発明に係る
多値多相位相変調器の第２の実施例を示すブロック回路
図、 第９図は第８図の回路動作を説明するタイミング図、 第１０図は第８図の変調波特性の周波数スペクトラムを
示す図、 第１１図は従来の多値多相位相変調器を示すブロック回
路図である。 １Ａ・・・基準発振器、 ＩＢ・・・分周器、２−Ｒ
ＯＭ， ３・・・Ｄ／Ａ変換器、４・・・イ
ンパルス化回路。
回路図、 第２図は本発明に係る多値多相位相変調器の第ｌの実施
例を示すブロック回路図、 第３図は第２図のＲＯＭを補足説明する搬送波のタイミ
ング図、 第４図は第２図のＲＯＭの演算を説明する回路図、 第５図、第６図、第７図は第２図のＲＯＭを補足説明す
る周波数スペクトラムを示す図、第８図は本発明に係る
多値多相位相変調器の第２の実施例を示すブロック回路
図、 第９図は第８図の回路動作を説明するタイミング図、 第１０図は第８図の変調波特性の周波数スペクトラムを
示す図、 第１１図は従来の多値多相位相変調器を示すブロック回
路図である。 １Ａ・・・基準発振器、 ＩＢ・・・分周器、２−Ｒ
ＯＭ， ３・・・Ｄ／Ａ変換器、４・・・イ
ンパルス化回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、一定のサンプリング周期のｍビットの搬送波アドレ
ス（Ａ＿０、Ａ＿１、Ａ＿２、・・・Ａ＿ｍ）を発生す
る搬送波アドレス発生部（１）と、 前記ｍビットの搬送波アドレス及び時間的に連続するｎ
ビットのデータ系列を入力アドレスとし、該入力アドレ
スに応じた多値多相ディジタル変調波を出力するＲＯＭ
（２）と、該ＲＯＭの多値多相ディジタル変調波出力を
Ｄ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器（３）と、 を具備し、 前記ＲＯＭには、予め、前記時間的に連続するｎビット
のデータ系列から２つの直交する振幅成分を演算し、該
各２つの振幅成分に前記ｍビットの搬送波アドレスによ
って表わされる正弦波成分及び余弦波成分を乗算し、該
２つの乗算結果を合成した演算値を、前記ｍビットの搬
送波アドレス及び時間的に連続するｎビットのデータ系
列を入力アドレスとして格納してある多値多相位相変調
器。 ２、さらに、 前記ＲＯＭの出力もしくは前記Ｄ／Ａ変換器の出力を、
前記サンプリング周期でインパルス化するインパルス化
回路（４）を具備する請求項１に記載の多値多相位相変
調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1240714A JPH03104357A (ja) | 1989-09-19 | 1989-09-19 | 多値多相位相変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1240714A JPH03104357A (ja) | 1989-09-19 | 1989-09-19 | 多値多相位相変調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03104357A true JPH03104357A (ja) | 1991-05-01 |
Family
ID=17063616
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1240714A Pending JPH03104357A (ja) | 1989-09-19 | 1989-09-19 | 多値多相位相変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03104357A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05103029A (ja) * | 1991-09-05 | 1993-04-23 | Mitsubishi Electric Corp | 直交変調器 |
| JPH07193605A (ja) * | 1993-12-27 | 1995-07-28 | Nec Corp | 多値変調回路 |
-
1989
- 1989-09-19 JP JP1240714A patent/JPH03104357A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05103029A (ja) * | 1991-09-05 | 1993-04-23 | Mitsubishi Electric Corp | 直交変調器 |
| JPH07193605A (ja) * | 1993-12-27 | 1995-07-28 | Nec Corp | 多値変調回路 |
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