JPH03116199A - 音声信号符号化装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、音声信号の低ビツトレート波形符号化方式に
よる音声符号化装置に利用され、特に、伝送情報量を１
６　ｋ　ｂｐｓ以下とする音声信号符号化装置に関する
。

〔概要〕

本発明は、音声信号系列を符号化して出力する音声信号
符号化装置において、 前記音声信号系列の振幅系列の符号化を、インパルス応
答系列の自己相関関数列と、前記音声信母系列と前記イ
ンパルス応答列に応じた相関関数列と、駆動音源信号の
初期位相とを用いて行うようにすることにより、 品質の向上を図ったものである。

〔従来の技術〕

音声信号を１５ｋｂｐｓ程度で少ない演算量で符号化す
る方法として、声道の特性をディジタルフィルタで表し
、音源を等間隔のパルス列の組合せで比較的良好に表す
レギュラーパルス音声符号化法（Ｒｅｇｕｌａｒ　Ｐｕ
１ｓｅ　Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ−Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　
Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ−Ｌｉｎｅｒ　Ｐｒｅｄｉｃｔｉ
ｖｅ　Ｃｏｄｅｒ）が知られている。この方法では、フ
ィルタの係数と音源パルスの情報（パルスの初期位相、
振幅）を２０ｍ５程度のフレームごとに求めて伝送する
。この方式の詳細については、例えば、「０８Ｍフルレ
ートスピーチトランスコーディング」、ｒＧＭｓ　Ｐｔ
１ＬＬ　ＲＡＴＢ　５ＰＥＥＣＨＴＲＡＮＳＣＯＤＩＮ
ＧＪ欧州郵便・通信監理委員会（ＣＥＰＴ／ＣＣＨ／Ｇ
ＭＳ　ＲＥＣＯＭＭεＮＤＡＴＩＯＮ　Ｏ６，１０ＦＥ
Ｂ、　１５１９８８）　（文献１）に詳細に説明されて
いるので、ここでは簡単に説明する。

第４図は前記文献１に記載された従来方式による符号化
装置を示すブロック構成図である。第４図において、１
００は入力端子を示し、アナログディジタル変換された
音声入力系列が１フレーム（例えば８　ＫＨｚサンプリ
ングの場合でフレーム長を２９ｍ５とすると１６０　サ
ンプル）ごとに入力される。

１１０は前処理回路であり、オフセット補正およびプリ
エンファシスを行う。前処理回路１１０の出力系列はＬ
ＰＧ分析回路１２０と短時間分析回路１３０に入力され
る。ＬＰＧ分析回路１２０は、前処理回路１１０の出力
値を用いてＬＰＧ　（線形予測）分析を行い、フレーム
ごとの音声信号のスペクトル包絡ヲ表スレフレクション
・コニフィシエラ（ＲＥＦＬＨ−ＣＴＩＯＮ　Ｃ０ＥＦ
ＦＩＣＩ巳ＮＴＳ）を８次分求め、次にログ・エリア・
レシオ（ＬＯＧ−ＡＲＥＡ　ＲＡＴＩＯＮＳ　、以下、
ＬＡＲという。）に変換復符号化する。そして、前記Ｌ
ＡＲを短時間分析回路１３０　とマルチプレクサ２００
とに出力する。短時間分析回路１３０は、ＬＡＲを復号
化シレフレクション・コエフィシエンツに逆変換スる。

レフレクション・コエフィシェンツを用いて構成される
短時間分析フィルタに前処理回路１１０の出力系列を入
力し短時間分析フィルタの予測残差を得る。ここで、短
時間分析はスペクトル包絡分析と同義である。前記予測
残差は、減算回路１４０　と長時間分析回路１６０とに
入力される。

長時間分析回路１６０は、前記短時間スペクトルの予測
残差と後述する加算回路１８０の出力系列をもとに、音
声のピッチ構造に由来するＬＴＰラグとＬＴＰゲインを
サブフレーム（文献１では５　ｍｓ）ごとに求め符号化
し、長時間分析フィルタ回路１５０に出力する。なお、
以下の処理は文献１では、サブフレームごとに行ってい
る。ここで、長時間分析はピッチ分析と同義であり、前
記ＬＴＰラグはピッチ周期に、ＬＴＰゲインはピッチゲ
インに相当する。

減算回路１４０は、短時間分析フィルタの予測残差から
ピッチ構造に由来する成分を減算し、パルス系列計算回
路１７０に出力する。

パルス系列計算回路１７０は、減算回路１４０の出力系
列をもとに駆動音源パルスの初期位相とパルス振幅系列
とを求め符号化し、その符号をマルチプレクサ２００　
とパルス系列発生回路１９０に出力する。ここで、フレ
ーム内の３番目のパルスの位置ｍＪ　は次の（１）式で
与えられる。

ｍｊ＝ｐ“ｊ＋ｑ （０≦ｊ≦Ｎ／ｐ−１，０≦ｑ≦ｐ）（１）なお、ｐは
あらかじめ定められたパルスの間隔〈文献１では３〉、
ｑは駆動音源パルスの初期位相、Ｎはサブフレーム内の
サンプル数である。減算回路１４０の出力系列をＸ　Ｊ
　（Ｄ　とすれば、駆動音源パルスの初期位相ｑは、 Ｅ　＝ｍａｘ”Ｌ’−’　Ｘ　Ｊ”（１）　・ｊ　＋　
ｑ　）　　　　（２）ｑＪ嘩０ として求めることができる。また、音源パルス系列の振
幅はｍ」の位置ＸＪ（ｍｊ）を量子化することにより得
られる。

パルス系列発生回路１９０は、パルス系列計算回路１７
０において求められた符号を復号化し駆動音源信号を求
め、加算回路１８０に出力する。加算回路１８０はパル
ス系列発生回路１９０によって求められた駆動音源信号
と長時間分析フィルタ１５０からの出力系列との和を計
算し、長時間分析フィルタ回路１５０と長時間分析回路
１６０とに出力する。長時間分析フィルタ回路１５０は
、長時間分析回路１６０で得られたＬＴＰラグとＬＴＰ
ゲインをもとに長時間分析フィルタを構成し、加算回路
１８０の出力系列を長時間分析フィルタ１５０に入力す
る。長時間分析フィルタ１５０の出力系列は加算回路１
８０にフィードバックされ、また減算回路１４０に出力
される。

マルチプレクサ２００　は、ＬＰＣ分析回路１２０の出
力符号と、パルス系列計算回路１７０の出力符号と、長
時間分析回路１６０の出力符号とを入力し、これらを組
み合わせて出力端子２１０より通信路へ出力する。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかし、前記従来の音声信号符号化装置は、演算量が少
ないものの再生音声の品質が低いという欠点がある。こ
れは、音源パルス系列の振幅を簡略な方法により求めて
いることに起因している。

つまり従来の音声信号符号化装置では、まず、前処理回
路の出力信号系列をスペクトル包絡に由来する短時間分
析フィルタの予測残差を求め、さらにピッチ構造に由来
する成分を減算した予測残差を得る。得られたこの予測
残差を初期位相だけずらし、あらかじめ定められたサン
プル数ごとに前記予測残差をそのまま量子化するという
方法によっている。

さらにこの従来法によれば、再生音声の聴感上の量子化
歪が大きいという欠点があった。これは、１Ｑｋｂｐｓ
程度のビットレートでは音源パルス振幅の量子化ビット
数が少なくなるため量子化歪が大きくなるという理由に
よる。

本発明の目的は、前記の欠点を除去することにより、良
好な音質が得られる音声信号符号化装置を提供すること
にある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、離散的な音声信号系列を入力しピッチの微細
構造を含む短時間スペクトルを表すスペクトルパラメー
タを抽出し符号化するスペクトルパラメータ符号化手段
を備えた音声信号符号化装置において、前記スペクトル
パラメータをもとにインパルス応答系列の自己相関関数
列を計算する自己相関関数算出手段と、前記音声信号系
列と前記インパルス応答系列に応じた相互相関関数列を
計算する相互相関係数算出手段と、前記相互相関関数列
を用いて駆動音源信号の初期位相とを求めて符号化し、
前記自己相関関数列と前記相互相関関数列と前記駆動音
源信号の初期位相とを用いて前記音声信号系列に対しあ
らかじめ定められた時間間隔ごとに前記駆動音源信号の
振幅系列を求めて符号化する振幅系列符号化手段と、前
記スペクトルパラメータを表す符号と前記駆動音源信号
の初期位相を表す符号と前記駆動音源信号の振幅系列を
表す符号とを組み合わせて出力する出力手段とを備えた
ことを特徴とする。

〔作用〕

本発明に用いる音声信号符号化方法は、音源パルス系列
の位置の求め方は前記文献１と同じであるが、振幅を計
算するアルゴリズムに特徴がある。

従って、以下ではこのアルゴリズムを詳細に説明するこ
とにする。

まず、前記文献１に示したレギュラーパルス音声符号化
法の場合には、ｋ番目のパルスの位置ｍ。

は、 ｍｋ＝ｐ−ｊ＋ｑ　　　　（０≦Ｊ≦Ｎ／ｐ−１）（３
） で求められる。ここでｐはあらかじめ定められた駆動音
源パルスの間隔、ｑは初期位相である。初期位相ｑの求
め方は後述する。

次に、パルスの振幅の求め方を以下で示す。１フレーム
内の任意の時刻ｎにおける音源パルス系列ｄ　（ｎ）を
次式で表す。

ここで、δｎ、ｍｉはクロネッ力−のδ関数を表し、ｎ
＝ｍ１の場合に１で、ｎ）ｍ、の場合は０である。また
、ｇｌは位置ｍｕのパルスの振幅を表し、Ｋは１フレー
ム内のパルス数を表す。

次に、合成フィルタをピッチの微細構造も含めた音声信
号のスペクトル構造を表し得るフィルタとして、長時間
予測フィルタと短時間予測フィル夕との縦続接続フィル
タを考える。ここで、長時間予測フィルタはピッチ構造
を表し、短時間予測フィルタはスペクトル包絡特性を表
す。ブロック構成図を第２図に示す。

合成フィルタ３００は、長時間予測フィルタ３１０と、
短時間予測フィルタ３２０とを含んでいる。長時間予測
フィルタ３１０としては、１次の場合と高次の場合とが
考えられるが、ここでは説明の簡略化のために１次の長
時間予測フィルタを用いた場合について考える。

音源パルス列ｄ　（ｎ）によって、長時間予測フィルタ
３１０と短時間予測フィルタ３２０との継続接続からな
る合成フィルタを駆動して得られる再生信号ｘ　（ｎ）
は次式のように書き表すことができる。

ｘ（ｎ）＝ｄ（ｎ）＋β・ｘａ（ｎ　−Ｍｄ）十’Ｌ”
ａｉ−マ（。−１ −１ ここでβは長時間予測フィルタ３１０のタップ係数を表
すＬＴＰゲインを示し、Ｍ、は入力信号のピッチ周期を
表すＬＴＰラグを示す。Ｘｄ　（ｎ）は長時間予測フィ
ルタ３１０の出力信号を表す。また、Ｎｐは短時間予測
フィルタ３２０の予測次数であり、ａｓ　　（１≦ｉ≦
Ｎ、）は、短時間予測フィルタ３２０の予測係数を示す
。長時間予測フィルタ３１０のＬＴＰゲインβおよびＬ
ＴＰラグＭ、の算出法は前述の文献１の方法を使うこと
ができる。また、他の方法としては、例えば入力音声信
号の自己相関関数列のピーク振幅およびその位置を抽出
する方法がよく知られている。この方法の詳細について
は、ビー・ニス・アタール（Ｂ、　Ｓ、　ＡＴＡＬ）、
エム・アール・シュレーダー（Ｍ、　Ｒ，５ＣＨＲＯＥ
ＤＥＲ）氏によるベル・システム・テクニカル・ジャー
ナル（ＢＥＬＬ　ＳＹＳＴＥＭ　ＴＥＣＨＮＩＣＡＬ　
ＪＯＵＲＮＡＬ）誌、１９７０年１０月号、１９７３〜
１９８６ページに掲載の「アダプチブ・ブリデクチブ・
コーアンダ・オブ・スピーチ・シグナルズ」（ｒＡＤＡ
ＰＴＩＶＥ　　ＰＲＥ！ＤＩＣＴＩＶＥ　　Ｃ０ＤＩＮ
Ｇ　　ＯＦ　　ＳＰＥ巳ＣＨ５ＩＧＮＡＬＳＪ　）　と
題した論文（文献２）に詳細に説明されているのでここ
では説明を省略する。

いま、長時間予測フィルタ３１０と短時間予測フィルタ
３２０　とからなる合成フィルタ３００　のインパルス
応答を、Ｍをインパルス応答の継続サンプル数として、 ｈ（ｉ）　　（０≦ｉ≦Ｍ−１） とすると、再生信号ｘ　（ｎ）は次式のように書くこと
ができる。

ｘ　（ｎ）　＝　ｄ　（ｎ）　＊　ｈ　（ｎ）　　　　
　　−（６）ここで、＊は畳み込み積分を表す。

次に、入力音声信号ｘ　（ｎ）と再生信号ｘ　（ｎ）と
の１フレーム内の重み付け２乗誤差Ｊは次のように書け
る。

また、Ｎは１フレームのサンプル数を示す。ここで重み
付は関数ω（ｎ）は、周波数軸上で重み付けを行うもの
であり、そのＺ変換値をＷ　（Ｚ）とすると、合成フィ
ルタ３００の予測パラメータａｉを用いて次式により表
される。

Ｗ（Ｚ）＝（１’Ｌ’ａｔＺ−’）／（１’Ｌ’ａ＋ｒ
’Ｚ−’）−１ 〔８〕 （８）式でｒはＯ≦ｒ≦１の定数であり、Ｗ　（Ｚ）の
周波数特性を決定する。つまり、ｒ＝１とすると、Ｗ（
Ｚ）＝１となり、その周波数特性は平坦となる。一方、
ｒ＝Ｑとすると、Ｗ　（Ｚ）は合成フィルタ３０００周
波数特性の逆特性となる。従って、ｒの値によってＷ　
（Ｚ）の特性を変えることができる。また、（８）式で
示したようにＷ　（Ｚ）を合成フィルタ３００の周波数
特性に依存させて決めているのは聴感的なマスク効果を
利用しているためである。つまり入力音声信号のスペク
トルのパワーが大きなところではく例えばフォルマント
の近傍）再生信号のスペクトルとの誤差が多少大きくて
も、その誤差は耳につき難いという聴感的な性質による
。

（７）式で示した重み付けられた２乗誤差Ｊを最小化ス
る音源パルス列を計算するためのアルゴリズムを算出す
る。（７）式はさらに次式のように変形できる。

ここでｘ　（ｎ）　＊ω（ｎ）の項は次式に従って変形
される。

ｘ　（ｎ）　−ｘ　（ｎ）　＊　ω（ｎ）　　　　　　
−αＱとおく。（７）式の両辺をＺ変換すると、Ｘｗ（
Ｚ）＝Ｘ（Ｚ）・Ｗ（Ｚ）０１）と書ける。Ｘ　（Ｚ）
はさらに次のように書ける。

Ｘ（Ｚ）＝Ｈ（Ｚ）・Ｄ（Ｚ）　　　　　−１ここでＤ
　（Ｚ）は音源パルス系列（４）式のＺ変換を示し、Ｈ
（Ｚ）は合成フィルタのインパルス応答のＺ変換値を示
す。αり式を０９式に代入すると、ｘｗ（ｚ）　＝　Ｈ
（ｚ）　−Ｄ　（Ｚ）　・Ｗ（Ｚ　）　・・・Ｑ３）と
なり、 Ｈ，（Ｚ）　＝　Ｈ（Ｚ）　・Ｗ（Ｚ　）とおき、Ｑ３
）式を逆Ｚ変換し、Ｈ，（Ｚ）の逆Ｚ変換値をｈｗ（ｎ
）とすると次式を得る。

ｘｗ（ｎ）　＝　ｄ　（ｎ）　＊　ｈｗ（ｎ　）　　　
　　−００ここで、ｈ、（ｎ）は合成フィルタと重み付
は回路の縦続接続フィルタのインパルス応答を示す。

０４）式に（４）式を代入して次式を得る。

ここではＫは１フレームにたてるパルス数を示す。

００式、０９式を（９）式に代入すれば、Ｊ＝’ｎ　（
Ｘ、（ｎ）−２ｇ　＋・ｂｙ（ｎ−ｍ、））’−・−α
ω を書ける。従って、（７〕式は００式のように表せるこ
とになる。αω式を最小とするような音源パルス系列の
振幅ｇｋで偏微分して０とおくことによって、次式が導
かれる。

ｇｈ（ｍｈ）＝ φｈｈ（ｍｌ、ｍｋ） ０７１ ここでφ、（・）はｘ、（ｎ）とｈｊｎ）とから計算し
た相互相関関数列を、φｈｈ　（・）はｈｊｎ）の自己
相関関数列をそれぞれ表し、次式のように表せる。なお
、φｈｈ　（・）は音声信号処理の分野では共分散関数
と呼ばれることが多い。

φ、ｌｈ（−ｍｋ）＝ΣＸ、ｌ　（ｎ）　ｈｗ　（ｎ−
＋ｎｂ）　＝φｈｘ（ｍｋ）（１≦ｍｋ≦Ｎ）　・−α
の （１≦ｍｌＳｍｋ≦Ｎ）　　−０ｇ１ ０７）式によれば、音源パルス系列の振幅ｇｋはそのパ
ルスの位置ｍｋの関数となっており、位置ｍ。

にパルスを立てる場合に最適な振幅ｇｋを計算すること
ができる。

ここで、入力音声信号系列が定常であると仮定すれば、
ａＩＩＤ式で示した共分散関数φ、イ（ｍｉ、ｌ’ｎｋ
）は次式のように、遅れ１ｍＩＳｍｋ　１に依存した自
己相関関数　Ｒｈｈ　（・）に等しいとおける。

φｏｎ（ｍｔ、ｍｋ）　＝　Ｒｈｈ　（（ｍｌ−ｍｋ　
　）　−［１１ここでＲｈｈ　（・）はｈｗ（ｎ）の自
己相関関数を表し、次式のようにかける。

Ｒｈｈ　（（ｍｔ−ｍｋ＞　＝ （１≦ｍ、−ｍｋ≦Ｎ）　　・・（２１）従って、Ｑ７
）式は（２１）式を用いて次式のように修正できる。

ｇｋ １・Ｒｈｈ （ ｍｋ−、−ｍｋ ） 次に、初期位相ｑは、（１８）式で求めた相互相関関数
を用いて下式のように求めることができる。

Ｅ＝ｍａｘ”ｆ了φｘｈ（ｐ　ｊ　＋　ｑ）ｑ　　　Ｊ
−Ｑ ・・　（２３） とするようなｑとして決定できる。

すなわち、本発明においては、（２２）式を用いて駆動
音源信号の振幅系列を精細に求めることができるので、
再生音質の品質の向上を図ることが可能となる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。

第１図は本発明の一実施例を示すブロック構成図である
。

本実施例は、入力端子１０より離散的な音声信号系列を
入力しピッチの微細構造を含む短時間スペクトルを表す
スペクトルパラメータを抽出し符号化するスペクトルパ
ラメータ符号化手段としての、前処理回路１１、ＬＰＧ
分析回路１２、ＬＡＲ係数符号化回路１３、ピッチ分析
回路１４およびピッチ符号化回路１５を備えた音声信号
符号化装置において、本発明の特徴とするところの、前
記スペクトルパラメータをもとにインパルス応答系列の
自己相関関数列を計算する自己相関関数計算手段とじて
のインパルス応答計算回路１９および自己相関関数計算
回路２０と、前記音声信号系列と前記インパルス応答系
列に応じた相互相関関数列を計算する相互相関量数計算
出手段としての相互相関関数計算回路１８と、前記相互
相関関数列を用いて駆動音源信号の初期位相を求めて符
号化し、前記自己相関関数列と前記相互相関関数列と前
記駆動音源信号の初期位相を用いて前記音声信号系列に
対しあらかじめ定められた時間間隔ごとに前記駆動音源
信号の振幅系列を求めて符号化する振幅系列符号化手段
としての初期位相計算回路２１およびパルス振幅計算回
路２２と、前記スペクトルパラメータを表す符号と前記
駆動音源信号の初期位相を表す符号と前記駆動音源信号
の振幅系列を表す符号とを選択組み合わせて出力端子３
０に出力する出力手段としてのマルチプレクサ２７とを
備え、さらに、減算回路１６、重み付は回路１７、判別
回路２３、切替回路２４、ゲート回路２５、パルス符号
化回路２６、パルス系列発生回路２８および合成フィル
タ回路２９を備えている。

次に、本実施例の動作について説明する。

あらかじめ定められたサンプル数（文献１では１６０サ
ンプル）に区切られた離散的な音声信号系列が入力端子
１０を通じて前処理回路１１に入力される。前処理回路
１１ではオフセット補正およびプリエンファシスフィル
タを用いて入力された音声信号系列を処理する。この方
法については文献１を参照することができる。

次に、ＬＰＧ分析回路１２は、前処理回路１１の出力系
列により公知の方法によりＬＰＧ分析してＬＡＲ係数Ｌ
　Ａ　ＲＩをあらかじめ定められた次数だけ求め、ＬＡ
Ｒ符号化回路１３に出力する。この方法は例えば前述の
文献１を参照することができる。

ＬＡＲ係数符号化回路１３は、ＬＡＲ係数を例えばあら
かじめ定められた量子ビット数に基づいてＬ　Ａ　Ｒｉ
を符号化し、符号βＬＡＲＩをゲート回路２５へ出力す
る。また、ＬＡＲ符号化回路１３は、’ＬＡＲｉを復号
化して得たＬ　Ａ　Ｒｒを、インパルス応答計算回路１
９と重み付は回路１７と合成フィルタ回路２９とに出力
する。

次に、ピッチ分析回路１４は、前処理回路１１の出力系
列を入力し、例えば前述の文献２に記載の方法にしたが
って、ＬＴＰラグＭ、およびＬＴＰゲインβを計算し、
ピッチ符号化回路１５へ出力する。

ピッチ符号化回路１５は、あらかじめ定められたビット
数でＬＴＰラグＭ、１およびＬＴＰゲインβを符号化し
て得た符号ｌ、およびｌＢをゲート回路２５へ出力する
。ピッチ符号化回路１５は、ｌ、およびＩ！、を復号化
して得たＭ、およびβ′をインパルス応答計算回路１９
と重み付は回路１７と合成フィルタ回路２９とへ出力す
る。

インパルス応答計算回路１９は、ＬＡＲパラメータの復
号値ＬＡＲ：をＬＡＲパラメータ符号化回路１３から入
力し、また、ＬＴＰラグおよびＬＴＰゲインの復号化値
Ｍ５およびβ′をピッチ符号化回路１５から入力する。

そして、インパルス応答計算回路１９は２種類のインパ
ルス応答を計算する。

まず、始めに、ＬＡＲパラメータ復号値ＬＡＲ＜のみと
用いて第２図に示した合成フィルタ３００のうち、短時
間予測フィルタ３２０のみの場合の重み付けられたイン
パルス応答ｈ　１ｗを、あらかじめ定められたサンプル
数だけ計算し、求まったｈｅｗ（ｎ）を自己相関関数計
算回路２０と、相互相関関数計算回路１８とへ出力する
。次にＬＡＲパラメータ復号値ＬＡＲｒとピッチ情報（
ＬＴＰゲインβ′およびＬＴＰラグＭｘ）とを用いて、
長時間予測フィルタ３１０と短時間予測フィルタ３２０
とからなる合成フィルタ３０００重み付けられたインパ
ルス応答ｈ２ｗ（ｎ）をあらかじめ定められたサンプル
数だけ計算し、ｈｅｗ　（ｎ）による相関演算処理が終
了したのちに、自己相関関数計算回路２０と相互相関関
数計算回路１８とに出力する。

自己相関関数計算回路２０は、インパルス応答ｈ　＋ｗ
（ｎ）を入力し、前述の（２１）式に従ってｈ＋、（ｎ
）の自己相関関数Ｒｈｂ＋（ｍｔ　　ｍｋ　ｌ）を計算
し、これをパルス振幅計算回路２２に出力する。続いて
、前述の計算が終了した後に、インパルス応答Ｆ１２ｗ
（ｎ）を入力し、ｈ２−（ｎ）の自己相関関数Ｒｈ　ｈ
　２（ｍｌ　ｍｋ　）を計算し、これをパルス振幅計算
回路２２に出力する。

次に、減算器１６は、前処理回路１１から音声信号系列
ｘ　（ｎ）を入力し、これから合成フィルタ回路２９の
出力系列を１フレームサンプル分減算し、減算結果を重
み付は回路１７へ出力する。ここで合成フィルタ回路２
９には後述するように現フレームより１フレーム過去の
音源パルス系列を駆動信号として応答系列を求め、その
後、駆動信号をＯとして現フレームに延ばした信号系列
が１フレ一ム分蓄積されている。つまりこれは、合成フ
ィルタのインパルス応答の意味のあるサンプル数が高々
２フレ一ム程度であるとすれば、現フレームの音声信号
系列は１フレーム過去の音源パルスによって駆動された
合成フィルタ出力信号をその後、駆動音源信号を０とし
て、現フレームへ延ばした信号系列と、現フレームの音
源パルス系列との和によって表現できるという考えに基
づいている。

重み付は回路１７はＬＡＲ係数符号化回路１３からＬ　
Ａ　Ｒｒを入力し、重み付は関数ω（Ｔｌ）をそのＺ変
換値が（８）式となるように計算する。これは他の周波
数重み付は方法を用いて計算してもよい。

また、重み付は回路１７は減算器１６の減算結果を入力
し、これとω（ｎ）との畳み込み積分計算を行い、得ら
れたｘ、（ｎ　）を相互相関関数計算回路１８に出力す
る。

相互相関関数計算回路１８は、インパルス応答計算回路
１９からインパルス応答ｈ＋ｗ（ｎ）を入力し、ｈｌｗ
　（ｎ）と前述したｘ、（ｎ　）とを用いて、第一の相
互相関関数、 φＸｈ＋（ｍｋ）　　（１≦ｍｋ≦Ｎ）を計算し、これ
を初期位相計算回路２１およびパルス振幅計算回路２２
に出力する。続いて、インパルス応答ｈ２．（ｎ）を入
力し、ｈ２．（ｎ＞　とｘ、（ｎ）とを用いて、第２の
相互相関関数、 φｘｈ２（ｍｋ）　　（１≦ｍ２≦Ｎ）を計算し、これ
を初期位相計算回路２１およびパルス振幅計算回路２２
に出力する。

初期位相計算回路２１は、前述の第一の相互相関関数、 φｘｈ＋（−ｍｋ）（１≦ｍｋ≦Ｎ） を用いて前述の（２３）式に従って初期位相ｑ１を計算
し、これをパルス振幅計算回路２２に出力する。

次に、初期位相計算回路２１は前述の第二の相互相聞関
数、 φｘｈ２（ｍｋ）　　（１≦ｍｋ≦Ｎ）を用いて前述の
（２３）式に従って初期位相ｑ２を計算し、これをパル
ス振幅計算回路２２に出力する。

パルス振幅計算回路２２は、相互相関関数と自己相関関
数と初期位相とを同期して入力する。つまり、あらかじ
め定められたフレーム周期内ではじめに、第一の相互相
関関数φｘｈｌ（ｍｋ）と自己相関関数Ｒｈｈ＋（ｌ　
ｍｔ　　ｍｋｌ　）と初期位相ｑ１とを同期して入力し
、前述の音源パルス計算式（２２を用いて、第一の音源
パルスの初期位相ｑ１　と振幅列ｇ、とを計算する。次
に、前述の処理が終了した後にパルス振幅計算回路２２
は、第二の相互相関関数φＸｈ２（−ｍｋ）と自己相関
関数Ｒｈｈｚ（ｌ　ｍｌ−ｍ、ｌ）と初期位相ｑ２とを
同期して入力し、前述の音源パルス計算式（２２）を用
いて、第二の音源パルスの初期位相ｑ２と振幅列ｇ１と
を計算する。さらに、パルス振幅計算回路２２は、入力
音声と再生信号との間の誤差信号のパワーを、第一の音
源パルス列と第二の音源パルス列の各々に対し上式は（
９）式に（１５）式および（２２）式を代入することに
よって求められる。ここで、Ｒ，、（０）　　は重み付
は回路１７の出力値ｘ、（ｎ）のパワーを示す。

第一の音源パルス列と第二の音源パルス列について計算
された誤差信号パワーは、判別回路２３に出力される。

なお、（２４）式の代わりに、音源パルス列を計算した
結果、得られる相互相関関数の誤差を用いて、誤差信号
のパワーを次の（２５）式に従い近似的に計算すること
もできる。

次に、判別回路２３は、第一の音源パルス列と第二の音
源パルス列の内で、入力信号をより忠実に表し得る音源
パルス列を選択する目的を持っている。従って判別回路
２３は、パルス振幅計算回路２２から入力したおのおの
の音源パルス列に対する誤差信号のパワーを比較する。

もし第一の音源パルス列に対する値が第二の音源パルス
列に対する値より小さい場合は、第一の音源パルス列を
用いた方が第二の音源パルス列を用いるよりも特性がよ
いと判断する。第一の音源パルス列は、ピッチ情報を用
いない（つまりβ′＝０、Ｍ５−〇とした）第一のイン
パルス応答から計算したものであるため、判別回路２３
は、切替回路２４に対して第一の音源パルス列を符号化
回路２６へ出力させるようにする。また、判別回路２３
は、ゲート回路２５に対して、ＬＡＲ係数の符号１ＬＡ
Ｒｉをマルチプレクサ２７に出力させる。また、ピッチ
情報を表す符号（β、および１戸は、ゲート回路２５に
おいて、あらかじめ定められた符号がセットされ、マル
チプレクサ２７へ出力される。逆の場合には、第二の音
源パルス列を用いた方が第一の音源パルスを用いるより
も特性がよいと判断する。第二の音源パルス列は、スペ
クトル包絡情報とピッチ情報とを用いた第二のインパル
ス応答から計算したものであるため、判別回路２３は、
切替回路２４に対して、第二の音源パルス列を符号化回
路２６へ出力させるようにする。

また、判別回路２３は、ゲート回路２５に対して、ＬＡ
Ｒパラメータ符号βＬＡＲ１およびピッチ情報を表す符
号βｄ、ｆＢをマルチプレクサ２７へ出力させる。

パルス符号化回路２６は、切替回路２４から音源パルス
系列の初期位相、および振幅を入力しこれらを正規化係
数を用いて符号化する。また、正規化係数にも符号化を
施し、正規化係数、音源パルスの初期位相、およびパル
ス列の振幅を表す符号をマルチプレクサ２７に出力する
。またパルス符号化回路２６は正規化係数、音源パルス
の初期位相ならびにパルス列の振幅の復号化値Ｑ’、ｇ
ｋをパルス系列発生回路２８へ出力する。この方法は例
えば文献１を参照することができる。

パルス系列発生回路２８は、入力したパルス列の振幅の
復号値ｑ’、ｇ、；を用いて、ｍ【の位置に振幅ｇｗを
持つ音源パルス系列を１フレーム長Ｎにわたって計算し
これを駆動信号として、合成フィルタ回路２９に出力す
る。

合成フィルタ回路２９は、ＬＡＲ符号化回路１３からＬ
ＡＲ係数の復号値ＬＡＲ’、を入力する。また、ピッチ
符号化回路１５から、ピッチ情報（ＬＴＰラグ復号値Ｍ
二およびＬＴＰゲイン復号値β′を入力する。ＬＡＲパ
ラメータ復号値Ｌ　Ａ　Ｒ；を予測パラメータａＬ　（
１≦ｉ≦Ｎ　）に公知の方法を用いて変換しておく。ま
た、判別回路２３から、判別情報を入力する。前述の第
一の条件が成立する場合には、判別回路２３から、判別
情報を入力する。

前述の第一の条件が成立する場合には、ピッチ情報は０
とする。次に合成フィルタ回路２９は、パルス系列発生
回路２８から１フレ一ム分の駆動音源振動を入力して、
この１フレ一ム分の信号に、さらに１分析フレーム分０
を付加し、この２フレームの信号に対する応答信号系列
ｘ　（ｎ）を求める。

次式のこのことを示す。

ｘ　（ｎ）　＝　ｄ　（ｎ）＋β・ｘｄ（ｎ−Ｍｄ）＋
’Ｌ’　ａ　ｔ−ｘ（ｎ　−ｉ）　　　−（２６）−１ ここで駆動音源信号ｄ　（ｎ）は、 １≦ｎ≦Ｎ では、パルス系列発生回路２８から出力されたパルス系
列を表し、 Ｎ＋１≦ｎ≦２Ｎ では、すべて００系列を表す。また、 Ｎ十り≦ｎ≦２Ｎ 時刻において、（２６）式で用いるａ　、　Ｍａ　、β
は現フレーム時刻に求めた値を使ってもよいし、次のフ
レーム時刻で求まる値を使ってもよい。（２６）式％式
％） の値が減算器１６に出力される。

次に、マルチプレクサ２７は、ゲート回路２５の出力符
号と、パルス符号化回路２６の出力符号とを入力し、こ
れらを組み合わせて、出力端子３０から通信路へ出力す
る。

前述した実施例はあくまで本発明の一実施例に過ぎずそ
の変形例も種々考えられる。

前述の実施例においては、ピッチ周期、ゲイン計算およ
びパルス系列の計算はフレーム単位で行ったが、フレー
ムをいくつかのサブフレームに分割し、そのサブフレー
ムごとに計算するような構成にしてもよい。もちろん、
同等の特性は得られる。

前述の実施例においては、スペクトルパラメータのみを
用いて計算した音源パルス列と、ピッチパラメータを用
いて計算した音源パルス列とを比較し、入力信号をより
忠実に再現できるパルス列を伝送しているが、より簡便
な方法として、ピッチパラメータのピッチゲインβを用
いて判別するような構成とすることも考えられる。例え
ば、ピッチゲインβを計算した後に、ピッチゲインβを
あらかじめ定められた闇値と比較して、ピッチゲインβ
が閾値以下であればピッチゲインβを強制的に０とする
。この場合では、スペクトルパラメータのみを用いて音
源パルスを計算することになる。このような構成にする
ことによって、音源パルス系列を比較判別するための判
別回路２３および前述の（２４）式あるいは（２５）式
の演算が不要となり演算量を低減することができる。

また、（２２）式に示した音源パルス計算法において準
最適なパルスを一つずつ計算していた。この方法におい
ては、次のパルスを計算する際に、これより過去に求め
られた複数個のパルスの振幅を調整するような方法を用
いることもできる。この方法によれば、各パルスに独立
性が成立しない場合とくに効果的である。また、他の音
源パルス振幅計算法として、種々のものが考えられる。

例えば、１フレーム内のすべてのパルスが求まった後に
、全てのパルスの振幅を再調整するような方法を用いる
こともできる。

また、本発明の実施例の構成によれば、重み付は回路１
７において、重み付けを行っているが、この重み付けは
スペクトル包絡に関する重み付けであり、ピッチ構造を
利用した重み付けは含まれていない。従って、次式に示
すスペクトル包絡とピッチ構造の両方を利用した重み付
けは含まれていない。従って、次式に示すスペクトル包
絡とピッチ構造の両方を利用した重み付は関数Ｗ　ｏ　
（ｎ　）を用いることによって、より効果的な重み付け
がされ、より効果的な重み付けをすることができる。

（１−’Ｉ’ａ＋−ｔ、−゛＞　（１−β−ｚ　−”）
−１ Ｗｏ（Ｚ）” （１−’Ｌ’ａｔ・ｒ’Ｚ−’）　（１−β・ｒ’　・
ｌ−”）−１ （２７） ここでＷ。（Ｚ）は、重み付は関数ωｐ（ｎ）のＺ変換
表現であり、ｒおよびｒ′は重み付は係数であり、Ｑ＜
ｒ、ｒ’　＜ｌの値が選ばれる。

また、本発明によれば、判別回路２３において、２種の
音源パルス列の内、どちらのパルス列を用いれば特性が
良好かを判別する場合に、（２４）式および（２５）式
で求めた重み付けられた誤差信号のパワーを判断の基準
にした。この判断基準としては、他の最良な方法を用い
ることができる。例えば、長時間予測を行った場合の予
測ゲインを計算し、それらの値とあらかじめ定められた
閾値とを比較して判断基準とするような構成にしてもよ
い。

また、本発明においては、短時間スペクトル構造を表す
インパルス応用系列の自己相関関数列を計算する際に、
インパルス応答計算回路１９によって、ＬＡＲ係数復号
値およびピッチ情報とを用いて、インパルス応答系列を
計算した後に、このインパルス応答系列を用いて自己相
関関数列を計算していた。ディジタル信号処理の分野で
よく知られているようにインパルス応答系列の自己相関
関数列は、短時間スペクトルのパワースペクトルと対応
関係にある。従って、ＬＡＲ係数復号値およびピッチ情
報を用いて、短時間スペクトルのパワースペクトルを求
め自己相関関数列を計算するような構成としてもよい。

一方、音声信号系列と短時間スペクトル包絡を表すイン
パルス応答系列との相互相関関数列を計算する際に、本
実施例の構成では、重み付は回路１７の出力値である信
号系列ｘ、（ｎ）と、インパルス応答計算回路１７で求
めたインパルス応答系列を用いて、相互相関関数計算回
路１８にて相互相関関数を計算していた。よく知られて
いるように、相互相関関数は、クロスパワースペクトル
と対応関係にある。この関係を用いて音声信号系列とＬ
ＡＲ復号値およびピッチ情報とを用いてクロスパワ−ス
ペクトルを求めて相互相関関数列を計算するような構成
としてもよい。なお、パワースペクトルと自己相関関数
列との対応関係、およびクロスパワースペクトルと相互
相関関数列との対応関係については、ニー・ブイ・オッ
ペンハイム（Ａ、Ｖ、ＯＦＰＥＮＨＥＩＭ）氏らによる
「ディジタル信号処理Ｊ　　ｒｏｌｌＧＩＴＡＬ　５Ｉ
ＧＮＡＬ　ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ　Ｊ　Ｐｒｅｎｔｉｅ
−Ｈａｌｌ（１９７５）　＜文献３）の第８章にて詳細
に説明されているのでここでは説明を省略する。

また、前述の本発明の実施例においては、１フレーム内
の音源パルスの系列の符号化は、パルス系列がすべて求
められたのちに、第１図のパルス符号化回路２６によっ
て符号化を施したが、符号化をパルス系列の計算に含め
て、パルスを一つ計算するごとに符号化を行い、次のパ
ルスを計算するという構成にしてもよい。このような構
成をとることによって、符号化の歪をも含めた誤差を最
小とするようなパルス系列が求まるので、さらに品質を
向上させることができる。

また、本実施例においては、フレーム境界での再生波形
の不連続に起因する品質劣化を防ぐために、現フレーム
より１フレーム過去の音源パルスに由来した応用信号系
列を計算し、現フレームの入力音声からこの応答信号を
減算したのちに、駆動音源パルスを計算したが、第３図
に示すように、音源パルス計算に用いるデータとして、
パルスを伝送するフレームのデータおよびそれよりも過
去のデータを含むような構成にしてもよい。第３図で、
ＮＴはパルスを伝送するフレームを示し、Ｎは音源パル
スを計算するフレームを示す。このような構成とするこ
とによって、１フレーム過去の音源パルスに由来した応
用信号系列を計算する必要がなくなる効果がある。

〔発明の効果〕

以上述べたように、本発明によれば、同一の伝送情報量
の場合に、より良好な品質を得ることができる音声信号
符号化装置を実現することができ、その効果は大である
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック構成図。 第２図は本発明による音源パルス計算アルゴリズムの説
明に用いる合成フィルタの一例を示すブロック構成図。 第３図はパルス伝送フレームと音源パルス計算フレーム
との一関係を示す説明図。 第４図は従来例を示すブロック構成図。 １０．１００・・・入力端子、１１．１１０・・・前処
理回路、１２．１２０・・・ＬＰＣ分析回路、１３・・
・ＬＡＲ係数符号化回路、１４・・・ピッチ分析回路、
１５・・・ピッチ符号化回路、１６．１４０・・・減算
回路、１７・・・重み付は回路、１８・・・相互相関関
数計算回路、１９・・・インパルス応答計算回路、２０
・・・自己相関関数計算回路、２１・・・初期位相計算
回路、２２・・・パルス振幅計算回路、２３・・・判別
回路、２４・・・切替回路、２５・・・ゲート回路、２
６・・・パルス符号化回路、２７．２００・・・マルチ
プレクサ、２８．１９０・・・パルス系列発生回路、２
９・・・合成フィルタ回路、３０．２１０・・・出力端
子、１３０・・・短時間分析回路、・・・長時間分析フ
ィルタ、１６０・・・長時間分折回１７０・・・パルス
系列計算回路、１８０・・・加算回路、・・・合成フィ
ルタ、３１０・・・長時間予測フィルタ、・・・短時間
予測フィルタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、離散的な音声信号系列を入力しピッチの微細構造を
   含む短時間スペクトルを表すスペクトルパラメータを抽
   出し符号化するスペクトルパラメータ符号化手段を備え
   た音声信号符号化装置において、 前記スペクトルパラメータをもとにインパルス応答系列
   の自己相関関数列を計算する自己相関関数算出手段と、 前記音声信号系列と前記インパルス応答系列に応じた相
   互相関関数列を計算する相互相関係数算出手段と、 前記相互相関関数列を用いて駆動音源信号の初期位相を
   求めて符号化し、前記自己相関関数列と前記相互相関関
   数列と前記駆動音源信号の初期位相とを用いて前記音声
   信号系列に対しあらかじめ定められた時間間隔ごとに前
   記駆動音源信号の振幅系列を求めて符号化する振幅系列
   符号化手段と、前記スペクトルパラメータを表す符号と
   前記駆動音源信号の初期位相を表す符号と前記駆動音源
   信号の振幅系列を表す符号とを組み合わせて出力する出
   力手段と を備えたことを特徴とする音声信号符号化装置。