JPH03117369A

JPH03117369A - インバータの電圧制御装置

Info

Publication number: JPH03117369A
Application number: JP1250620A
Authority: JP
Inventors: Chihiro Okatsuchi; 千尋岡土
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1989-09-28
Filing date: 1989-09-28
Publication date: 1991-05-20

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）本発明は交流電動機駆動電源、あるいは無停電電源など
に用いられる電圧形ＰＷＭインバータの出力電圧を所望
値に制御するインバータの電圧制御装置に関するもので
ある。

（従来の技術）従来の電圧形インバータの電圧制御装置の一例を第７図
に示す。

第７図において、直流電源１は３相のインバータブリッ
ジ２を介してＰＷＭ制御による交流電圧に変換されて電
動機３に供給される。

周波数設定器４によって設定された周波数基準電圧はラ
ンプ関数回路５を介して一定変化率で変化する出力ＶＲ
となり、さらに電圧−周波数変換器６を介してインバー
タの周波数基準ｆをあたえ、電圧基準発生器７は上記ｖ
１とｆを入力して３相交流電圧基準ＶＵ”ｔ　ＶＶ’＊
　Ｖ−を出力する。

一方、インバータブリッジ２の出力Ｕ、Ｖ、Ｗは、それ
ぞれ抵抗８ａ、　８ｂ、　８ｃ、抵抗９ａ、　９ｂ、　
９ｃ、コンデンサ１０ａ、　１０ｂ、　１０ｃを星形に
接続した電圧検出回路を介して検出され、絶縁ユニット
ｌｌａ。

１１ｂ、　ｌｉｅを介して絶縁した相電圧が得られる。

電圧基準ｙＬ、＊と検出された相電圧ＶＵとの偏差は増
幅器１２ａで増幅され、さらに三角波発生器１４の出力
Ｖ１４と比較器１３ａで比較されＰＷＭ信号とし駆動回
路１５に入力され、電圧基準ｖＵ＊と検出電圧Ｖυが等
しくなるようにインバータブリッジ２をＰＷＭ制御する
。

同様にＶ相は■ｖ＊とＶｖとを増幅器１２ｂで比較増幅
し、比較器１３ｂでＰＷＭ信号を出力し、Ｗ相もｖｗ＊
とｖ智とを増幅器Ｌ２ｃで比較増幅し、比較器１３ｃで
ＰＷＭ信号を出力する。

この方式は、コンデンサ１０ａ、　１０ｂ、　１０ｃで
出力電圧を遅らせ、高周波をフィルタで除去して検出し
た電圧を制御しており、コンデンサによる遅れ回路を一
種の積分回路と考えれば磁束を制御することになるので
磁束制御とも呼ばれており、この方式の長所はインバー
タブリッジのデットタイムの影響による波形率悪化や電
圧変動、直流１１１源の電圧変動などをクローズトルー
プ制御によって安定化し、負荷電動機を円滑に運転でき
ることである。

（発明が解決しようとする課題）上記従来の方式は上記の長所を持つ反面、次のような欠
点がある。

その第１は、電圧検出回路にアナログ絶縁ユニットを使
用しているので高価となることである。

なお変圧器はインバータ周波数が低い場合Ｖ／ｆ比が大
きくなって飽和するので使用できない。

その第２は、インバータ周波数が上昇するに従い、コン
デンサｌｏａ、　１０ｂ、　１０ｃのために検出電圧が
低下し、従ってインバータ出力周波数に上限があること
である。

その第３は、コンデンサ１０ａによる位相遅れのため電
圧基準ｖＵｘとインバータ出力の相電圧との間に位相差
があり、しかもこの位相差がインバータ周波数によって
変化し、このため電動機電流を検出して配線や電動機内
部抵抗の電圧降下分を補償する必要があり、その方法が
複雑になることである。これはインバータ出力電圧が低
い場合、上記抵抗分の電圧降下によって例えば誘導電動
機の磁束が弱められてトルク不足となるので、これを補
償する必要があるからである。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段と作用）本発明は上記の問題点を考慮してなされたもので、イン
バータ出力と固定電位間の電圧をレベル検出器によって
検出すると共に、ＰＷＭ信号と比較して誤差を修正する
デットタイム補償回路を設け、直流電源電圧を検出して
電圧基準値を補正するようにしており、デットタイム補
償回路を用いてデットタイムによる波形歪を補正するこ
とにより電圧基準に忠実な出力波形を得ると共にさらに
インバータブリッジの直流電圧変動に対して電圧基準を
直流電圧に逆比例して制御することにより、インバータ
出力電圧を高精度で制御することが可能となる。

（実施例）本発明の一実施例を第１図に示す。従来の第７図と同一
部分には同一番号を付しその説明を省略している。

第１図においては、直流電源１の電圧を電圧検出器１８
で検出し、ランプ関数発生器５の出力ＶＲを割算器１９
において電圧検出器１８の出力Ｖｔｓで除算し、その出
力Ｖ□、を電圧基準発生器７へ入力し。

電圧−周波数変換器６の出力ｆで定まる交流電圧基１′
Ｐ！ｖＵ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊ト三角波Ｑ生ｆｍ１４ノ出
力Ｚ’１４とを比較器１３ａ、　１３ｂ、　１３ｃでそ
れぞれ比較してＰＷＭ信号Ｖ工）ａｔ　Ｚ’□ｚｂｔ　
？□、。とじて出力する。

ＰＷＭ信号＃　□ａａｔ　Ｖ　ｔａｂ＋　１ｒｔｉｃは
それぞれ、レベル検出器１６ａ、　１６ｂ、　１６ｃで
検出したインバータブリッジ２の３相出力Ｕ、Ｖ、Ｗと
直流電源１の負極間のスイッチング出力のパルス幅とデ
ットタイム補償回路１７ａ、　１７ｂ、　１７ｃによっ
て比較され、上記Ｖ１ｚａｐ　ｆ　ｘｓｂｅ　？ｌ’　
ｔａｃを補正した出力９１７ａｌ？／ｌｔｂ＊　？ｔｔ
ｅを駆動回路１５に入力する。

第１図におけるＰＷＭ信号Ｖ□、は第２図に示すように
電圧基準ｖｕ＊と三角波Ｖ０．どの交点としてあたえら
れる。

このＰＷＭ信号’＋７１．Ｂで第３図に示すようなトラ
ンジスタ２１．２４およびダイオード２２．２３から成
るインバータブリッジを駆動すると、直流電源１の中点
すなわち１ａとｌｂの接続点とインバータブリッジ出力
量電圧の平均値はｖＵ＊に一致する。

実際には、トランジスタ２１．２４は理想的なスイッチ
ではなく動作遅れがあるので、トランジスタ２１、２４
が同時にオンしないようにトランジスタ２１のベース信
号２１Ｂとトランジスタ２４のベース信号２４Ｂとの間
にデットタイムＴｏ　（一般には１５〜６０ｔ１ｓ程度
）を設けてあり、従って実際のトランジスタ２１、２４
のスイッチングは第３図に示すようになる。

このため負荷電動機３のインダクタンスに流れる電流が
実線の矢印方向の場合と破線の矢印方向の場合とで出力
電圧Ｖυ−０は第３図の（ａ）と（ｂ）のように大幅に
変化する。

この場合、電圧基準ｖｕ＊と電流Ｉどの位相によって出
力電圧Ｖυ−０は第４図（ａ）　（ｂ）　（ｃ）に示す
ように大きく変動し、電圧基準とは全く異なった波形と
なり、このため制御回路内部の電圧基準Ｖ−を使って制
御することができなくなる。

このため第３図のＶｘ３ａと出力ｖＵ−０を比較し、こ
のパルス幅が一致するよう補正するデットタイム補償が
行われ、このような補償をかけることによって制御回路
内部の電圧基準ｖＵ＊と出力電圧は波形が一致するよう
に制御することができる。

次に電圧変動の原因の１つは直流電源１の電圧変動であ
り、直流電圧をＶｄ、ＰＷＭの電圧基準値をＶ東とする
と、インバータ出力電圧Ｖ工はＶ工αｖｄ・Ｖ東となる
。このためＶ札−喰に制御すればｖｘｃｃｖＲｈｄなり直流電圧の変動を受けないことになる。第１図にお
ける割算回路１９はこの演算を行っている。

以上説明したように、第１図の実施例では、インバータ
出力電圧検出にアナログ絶縁アンプを使用する必要がな
く、レベルを検出するフォトカプラが使用でき、しかも
レベル検出によるデットタイム補償によって電圧基準に
極めて忠実な波形をインバータ周波数に無関係に生成す
ることが可能となる。

また直流電源変動に関しても、比較的応答の遅い電圧検
出器を用いて電圧基準値を修正することにより、安定で
高周波分の少ないインバータの電圧制御が可能となる。

本発明の他の実施例を第５図に示す。第５図は第１図と
異なる部分のみを示しており、他は第１図と同じである
。

第５図においては、電流検出器２０ａ、　２０ｂ、　２
０ｃによってそれぞれＵ相、■相、Ｗ相の電動機電流を
検出し、電圧基準Ｖｕ”＋　Ｖｖ＊、　Ｖｖ”にそれぞ
れ加算器２３ａ、　２３ｂ、　２３ｃを介して加算し、
それらの出力をＰＷＭ変調三角波？’２４と比較器１３
ａ、１３ｂ、１３ｃで比較してＰＷＭ信号を出力してい
る。

上記三角波Ｖ２４としては、三角波発生器１４の出力？
／１４と直流電源電圧検出器１８の出力Ｖ工、とを掛算
器２４で乗算した出力を用いている。

一般に電動機とインバータ間の抵抗分と電動機−次巻線
の抵抗分の電圧降下は、特にインバータ出力電圧が低い
範囲で影響が大きく、トルク不足を発生することが知ら
れている。

従来はこの電圧降下分をスカラ的に補償していたが十分
ではなく、トルク不足や過励磁の問題が発生しているが
、第５図ではベクトル的に！υ８＋ｔＲの形で補償して
いるので、はぼ完全な補償が行われる。

この場合、インバータの出力電圧Ｖ工はｖｘｃｅｖｄ・
ｖ＊・□で表わされるので、ｙ　、４ｏｃ　ｖｄｈ　ｙ
　２４とす′ｖ２４ることによってｖ工＝ｙ−となり、直流電圧Ｖｄの影２
４響を受けないインバータの電圧制御が行われる。

本発明のさらに他の実施例を第６図に示す。

第６図は主として第１図に対する変更部分を示しており
、電動機電流を電流検出器２０ａ　、　２０ｂ　、　２
０ｃで検出し、電圧制御増幅器２１ａ、　２１ｂ、　２
１ｃの出力である電流基準Ｖ２□つ、Ｖ２□ｂｙＺ’ｚ
ｘ。とそれぞれ、電流制御増幅器２２ａ、　２２ｂ、　
２２ｃで比較増幅し、これらの電流基準に従って負荷電
流を制御する電流マイナループを構成している。

電圧基１？ＩＶｕ”＋　Ｖｖ’ｔ　Ｖｖ”はそれぞれ、
ｔ　Ａ　ＩＩＪ　御増幅器出力９ｉｚａ＋　？ｚａｂ＋
す８□Ｃと電圧制御増幅器２１ａ、　２１ｂ、　２１ｃ
において比較増幅され、電流基準ｕ　２１　ａ　ｒ　Ｔ
　ｚ　□ｂ　＋　Ｖ　ｚ　ｔ　ｃが出力される。

インバータ出力電圧ｖ工はＺ’２２の波形に忠実になる
ので、Ｖ２□を内部でフィードバック制御するととによ
り、出力電流マイナつきのインバータ電圧制御を実現す
ることが可能となる。

なお上記の実施例はアナログ制御による各相制御として
説明したが、マイコンを使用したディジタル制御や３相
分をｄｒ　ｑ軸に変換した回転ベクトルとして制御する
ことも可能である。

また本発明は電動機駆動用のインバータに限らずＵＰＳ
　（無停電電源装置）のような電源装置にも適用するこ
とが可能であり、さらに直流電圧検出にはＶ／Ｆコンバ
ータなどの安価な用品を使用することも可能である。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、インバータ出力を
フォトカプラのような簡単な回路でレベル的に検出し、
ＰＷＭ信号と比較して補正するデットタイム補償によっ
て電圧基準波形に忠実に追従させ、また直流電源の電圧
変動に対しては電圧基準または変調三角波を補正するこ
とにより。

インバータ出力電圧値をフィードバックすることなく、
制御回路内部で演算またはフィードバック制御すること
により、波形歪がなく電圧精度の高いインバータの電圧
制御を簡単で経済的な装置によって実現することが可能
となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図、第３
図および第４図は本発明の動作説明図。第５図および第６図はそれぞれ本発明の他の実施例を示
す回路図、第７図はインバータの電圧制御装置の従来の
一例を示す回路図である。１・・・直流電源　　　　２・・・インバータブリッジ
３・・・交流電動機　　　４・・・周波数設定器５・・
・ランプ関数回路　６・・・電圧−周波数変換器７・・
・電圧基準発生器８ａ、８ｂ、８ｃ、９ａ、９ｂ、９ｃｍ抵抗器１０ａ、
　１０ｂ、　ＬＯｃ・−：］ンデンサ１１ａ、ｌｌｂ、
１１ｃ”・絶縁ユニット１２ａ、　１２ｂ、　１２ｃｍ
増幅器１３ａ、１３ｂ、１３ｃｍ比較器１４・・・三角波発生器　　１５・・・駆動回路１６ａ
、１６ｂ、１６ｃｍレベル検出器１７ａ、　１７ｂ、　
１７ｃ・・・デットタイム補償回路１８・・・電圧検出
器　　　　　１９・・・割算器２３ａ　、　２３ｂ　、
　２３ｃｍ加算器　　２４　・・・掛算器２０ａ　、　
２０ｂ　、　２０ｃ　・＝電流検出器２１ａ、２１ｂ、
２１ｃｍ電圧制御増幅器２２ａ、２２ｂ、２２ｃｍ電流
制御増幅器（８７３３）代理人弁理士　猪　股　祥　晃
（ばか１名）第図第２図第図第図第図第図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）直流電源からＰＷＭ制御のインバータブリッジを
介して所望の交流電圧を得る電圧形インバータの電圧制
御装置において、インバータの出力電圧のレベルとＰＷ
Ｍ制御電圧とを比較してインバータブリッジのデットタ
イムを補償するようにＰＷＭ制御信号を修正するデット
タイム補償回路と、上記直流電源の電圧の変動に応じて
ＰＷＭ制御の電圧基準を補正する直流電圧補償回路を備
えたことを特徴とするインバータの電圧制御装置。
（２）インバータの出力電流を検出し、負荷電流による
主回路の電圧降下を補償するように上記ＰＷＭ制御信号
を修正する負荷電流補償回路を備えた、請求項（１）記
載のインバータの電圧制御装置。