JPH03128667A - パワーサプライレギュレータとパワーサプライレギュレータを作動させる方法 - Google Patents

パワーサプライレギュレータとパワーサプライレギュレータを作動させる方法

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JPH03128667A
JPH03128667A JP2000356A JP35690A JPH03128667A JP H03128667 A JPH03128667 A JP H03128667A JP 2000356 A JP2000356 A JP 2000356A JP 35690 A JP35690 A JP 35690A JP H03128667 A JPH03128667 A JP H03128667A
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time
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switch
transistor
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JP2000356A
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Charles O Forge
チャールズ・オーティス・フォージ
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/1563—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators without using an external clock

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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ 〈産業上の利用９軒〉 本発明はパワーサプライに関し、特に特別のフィードバ
ックループを全く使用することなく、パワーサプライに
於けるパワースイッチからのパルスの幅内での発振を排
除する改良された調整器システムを有する定周波電流モ
ード切換調整器パワーサプライに関する。
〈従来の技術〉 パワーサプライを切り換えるための制御システムは、パ
ワーサプライからのＤＣ出力電圧（または電流）を固定
された基準電圧と比較する単一の制御ループを使用して
いる場合が多い。前記両電圧間の差即ち「誤差」は増幅
されて、ｆ１フィードバック式に構成されたパワーサプ
ライのパワースイッチに於けるパルス幅（例えば「オン
時間」）を直接制御するために使用される。これによっ
て、調整された（固定された）出力電圧または電流が発
生する。この制御方法は、次のような欠点を有する。即
ち、 （１）負荷の立上がりに対するループの応答が遅い、こ
と、 （２〉入力電圧の変化に対するループの応答が遅いこと
、及び 〈３〉パワーサプライに使用されるプッシュプルパワー
スイッチ回路に、変圧器の飽和によって生じる過大電流
によるパワースイッチの故障を生じさせる或る種のアン
バランスが起り得ることである。
第１図には、「バックＪ　　（ｂｕｃｋ）　調整器と称
される型式の従来の一般的なパワーサプライが示されて
いる。第１図示の構造に於て、パワーサプライ（変換機
またはコンバータと称されることが多い）からリード線
１２上への出力電圧が誤差増幅器１５の逆転入力リード
線１７ａ上に送られる。
基準電圧１８が誤差増幅器１５の非逆転リード線１７ｂ
に印加される。誤差増幅器１５からリード線１６への出
力信号は、出力リード線１２上の電圧と基準電圧１８と
の差を反映し、入力電圧１１を変調するパルス幅変調器
１３によって発生したパルスの幅及びデユーティサイク
ル双方を制御する。チョーク１４が、コンデンサ１９と
協動して、変調器１３からの出力パルスを平滑にしかつ
平均化するように動作する。
第１図示の型式の単一制御ループサプライに関して、従
来より主電圧ループ内部に第２の電流源ループを付加す
るという改良が行われている。第２図は、この型式の一
般的な従来回路を示している。第２図の回路は、第１図
に関して」二連した主電圧ループの内部に第２ループ３
０として誤差増幅器２６と電流センサ２７とを有する。
第１図の誤差増幅器１５に対応する誤差増幅器２５から
の誤差電圧によって電流源ループ３０が制御され、それ
によってパワースイッチ２３からのピークスイッチ電流
がサイクル毎に制御される。
この第２ループ３０を含むシステムは、第１図示のシス
テムより出力電圧の変化及び出力電流の変化に対して非
常に早い応答を示す。パワースイッチ２３をプッシュプ
ル回路として形成した場合には、第２ループ３０がスイ
ッチトランジスタの記憶時間の誤差のような変圧器のア
ンバランスを、また、変圧器のフラックス飽和及びそれ
によるスイッチトランジスタ内の過大ＤＣ電流を生じさ
せ得るノイズ及び負荷の立ち上がりを矯正する。
第２図に示される第２電流源ループを付加することによ
ってパワーサプライの応答速度及びバランスを改善する
ことができるが、それによって５０％以」二のスイッチ
デユーティサイクルでパワースイッチ２３からのパルス
のパルス幅が不安定になる。このデユーティサイクルは
、パワースイッチ２からのパルスの全周期に対するオン
時間の比である。この不安定状態は、切換周波数より低
い周波数に於けるパルス幅の分数発振として現れる。
この発振は、パワースイッチ２３からのパルスの幅を交
互に狭くしかつ広くする。この不安定状態は、スイッチ
電流検知回路２７によって発生する「スイッチ電流検知
」波形に人工的にランプをイ・１加することによって停
止させることができる。このランプを発生させることは
、理想的には広い１１荷範囲に亘ってパワーサプライの
最適性能が要求される場合に出力負荷について大きさを
変更すべきであることから困難である。この切換周波数
の分周波に於て、発振は、「クロックドオン」（Ｃ１ｏ
ｃｋｅｄ−ｏｎ）制御器を用いたこと（即ち、固定周波
数で規則的にパワースイッチ２３をオンにすること）か
ら予測できる結果であり、パワースイッチ２３からの電
流が所定のレベルに達した場合にパワースイッチ２３を
オフにし、かつデユーティサイクルが５０％以上である
。
別の従来技術として、■９８６年１０年子０月のスモー
ル（Ｓｍａｌｌ　）による米国特許第４，６１６．３０
１号明細書に開示されているものがある。
この米国特許明細書には、「クロックドオン」制御器で
はなく半固定オフ時間制御器を用いることによって発振
の電位を排除したパワーサプライが開示されている。こ
れは、米国工業規格部品番号ＴＬ４９４の制御集積回路
を用いることによって達成される。
この従来技術のパワーサプライによれば、第２図の構造
に第３のループが付加されて、「オフ時間」を制御する
ことによってＤＣ人力信号からパルス幅変調出力信号を
発生するパワースイッチ２３の周波数を短い時間につい
ては変化させ得るが、長期間に亘っては実質的に維持す
るようになっている。
このように、前記米国特許明細書に記載される従来装置
は平均周波数を検出し、かつフィードバックルートを用
いることによって周波数が矯正されるまでオフ時間を変
化させる。この従来装置に使用される回路は、少なくと
も能動フィードバックを有する周波数制御回路のために
非常に複雑であるという欠点を有する。切換パワーサプ
ライ調整器は、パワースイッチトランジスタの切換動作
によって高い電気的ノイズ環境下で動作する。大きな接
続ループを有する複雑な調整器には、該接続ループが電
気的ノイズを拾い、かつそれによって調整器が所望のよ
うに効果的に動作しないことがあると云う大きな欠点が
ある。
〈発明が解決しようとする課題〉 本発明の目的は、フィードロバツクループを古しない簡
単な構成からなり、かつクロック調整器を使用すること
なく発振電位を排除するパワー調整器を提供することに
ある。
［発明の構成］ 〈課題を解決するための手段及び作用〉本発明によれば
、全サイクル時間（オフ時間十オン時間）を所望の長さ
にするのに必要なオフ時間を予想させる９０％またはそ
れ以上のデユーティサイクルが可能な回路が提供される
。本発明によれば、定常オフ時間（即ち、ｔｏｒｒ）は
、次の関係式 ％式％ に従ってプログラム作成上入力電圧Ｅ、出力電圧ｅＯ及
びサイクル時間ｔ　ｐｅｒｉｏｄの関数である。
従って本発明によれば、従来の周波数矯正方式ではなく
プログラムされたオフ時間によって電圧パルスの時間を
合せる手段が提供される。本発明は定電流パワーサプラ
イ及び定電圧パワーサプライの双方に使用可能である。
本発明によれば、電圧パルス周波数は所定の方式に従っ
て変化し、または一定に維持される。
本発明は、以下に記載された詳細な説明及び添付図面か
らより十分に理解することができる。
〈実施例〉 以下、本発明の好適実施例を添付の図面について詳しく
説明する。尚、簡単化のために、各図面に於て、類似部
分には同じ参照符号を付して表示するものとする。
第３図は本発明による好適な実施例のブロック図を簡単
に示している。以下の説明に於て、実施例の各要素の特
定の値は、それら各要素の表示した後に記載するものと
する。当然ながら、本発明の別の実施例に於ては異なる
値を各要素に使用することができる。
入力電圧Ｅは、従来と同様に図示されない整流器から、
キャッチダイオードＣＲ３（高周波数パワー「フリーホ
イーリング（ｆ’ｒｅｅ　ｖｈｅｅｌＪｎｇ）　Ｊダイ
オード）、１０μＦコンデンサＣ２、コイルＬ１　（５
００μＨ１巻数約５５）及び電界効果トランジスタ（Ｆ
ＥＴ）パワースイッチＱ１からなり、かつ負荷に出力電
圧ｅｏを供給する従来のバック調整器回路に供給される
。パワースイッチＱ１は、１個のＦＥＴトランジスタま
たは従来のように並列に接続された数個のＦＥＴトラン
ジスタである。
一般に、本発明の好適実施例に於ける入力電圧Ｅは直流
的３２０ｖであり、出力電圧ｅｏが直流的２００ｖであ
るが、本発明に於ては広い範囲の入力電圧及び出力電圧
が可能である。（Ｅは常にバック調整器に関してｅｏよ
り大きい。）また、入力電圧Ｅは、好適には抵抗Ｒ８（
好適には２ＭΩ）とコンデンサＣＩ（好適には８２０ｐ
Ｆ）からなるランプ勾配回路３０及びランプ始点回路３
１に印加される。ランプ勾配回路３０とランプ始点回路
３１とは、以下に詳述するが、上述したようにスイッチ
トランジスタＱ１のオフ時間周期を決定する。また、電
圧Ｅ−ｅｏが図示されるようにランプ始点回路３１に供
給される。
電流制御回路３８（一般にＩＣ１８４６であるが市販さ
れているユニットロード（ＵｎｌＬｒｏｄｅ）　ＵＣｌ
３４６が好適である）が、ランプ勾配回路３０及びラン
プ始点回路３１からの信号に応答してピン１４に於てス
イッチトランジスタＱ１をオンオフする。（ＩＣ１８４
６のピン番号は第３図に○付数字で示されている。）電
流制御回路ＩＣｌ３４６の下側の制御ループ（増幅器Ａ
ＭＰ３２及び第２比較器ＣＯＭＰ２　３３を含む）は、
スイッチトランジスタＱ１による電流出力がピン７に於
て外部から供給されるプログラム電流レベルＣＵＲ，Ｐ
ＲＯＧ、を超えるとスイッチトランジスタＱ１をオフに
する。この電流レベルは検出抵抗器Ｒ７に於て検出され
、ピン３．４に於てＩＣｌ３４６に人力され、増幅器Ａ
ＭＰ３２　（好適には３の因数によって信号を増幅する
）に於て増幅され、かつＩＣ１８４６に於て電圧比較器
ＣＯＭＰ２３３によって測定される。次に、比較器ｃ。
ＭＰ２　３３はラッチ３４を作動させてドライバ回路３
５によってスイッチトランジスタＱ１をオフに駆動する
。
制御回路ＩＣ１８４６の上側の制御ループ（発振器０８
Ｃ３６及び第１比較器ＣＯＭＰＩ　　３７を有する）は
、ＩＣ１８４６によって供給される閾値電圧ＶＴとコン
デンサＣ１の両端に於ける電圧Ｖｃｌとを比較すること
によってスイッチトランジスタＱ１のオフ時間を決定す
る電圧比較器ｃ。
ＭＰＩ　　３７を有する。コンデンサＣ１の両端に於け
る電圧がＶＴを超えると、比較器Ｃ０ＭＰＩ３７は、ド
ライバ回路３５によってスイッチトランジスタＱ１をオ
ンにするラッチ３４にスタートパルスを送る。
スイッチトランジスタＱ１が最初にオフに切り換えられ
ると、タイミング信号ｒＱ　１　０　Ｆ　ＦＪがランプ
始点回路３１に送り返されてコンデンサＣ１の充電が開
始される。
上述した回路によって生成される波形が第４Ａ図及び第
４Ｂ図に示されている。第４Ａ図の横軸は時間であり、
縦軸は電圧Ｖｅｌ（即ち、コンデンサＣ１の電圧）を示
している。同図から分かるように、第４Ｂ図に示される
ようにスイッチトランジスタＱ１がオン状態にある（即
ち、トランジスタＱ１のドレインＤが低電圧である）初
期段階に於て、コンデンサＣ１は第４Ａ図に示されるよ
うに部分４０に於て充電され、それによって電圧■Ｃ１
が好適には約３ｖである閾値電圧ＶＴに向けて増加する
。しかしながら、ＶｃｌがＶＴに到達する前に、第３図
のランプ始点回路３１の第２トランジスタＱ２（第３図
には図示されていないが以下に詳述する）が、オフ時間
ランプ始点電圧４１をＶＴより充分に低い値に設定する
。始点電圧４１は値Ｅ−ｅｏに比例する値だけＶＴより
小さく、従って第４Ａ図にはＶＴよりα（Ｅ−ｅｏ）だ
け下側に示されている。ランプ始点電圧４１（第４Ａ図
に示される波形の水平部分）に於て、トランジスタＱ１
がＩＣ１８４６によってオフに切り換えられる。トラン
ジスタＱ１がオフ時間の際、電圧ｖＣ１がランプ始点４
１から立ち上がる。始点４１からＶＴまでのランプ４２
の勾配は次式で表される。
ｄＶｃｌ　　＝電流／Ｃ１＝　（Ｅ／Ｒ８）　／Ｃ１ｔ ＝Ｅ／　　（Ｒ８＊Ｃ１） このようにＥ及びｅｏの値がＶＣＩオフ時間タイミング
ランプ４２に関する始点電圧４１（上述したようにＥ−
ｅｏに比例する大きさだけＶＴより小さい値）を決定し
、かつＥ、Ｒ８、及びＣ１の値がオフ時間タイミングラ
ンプ４２の勾配を決定する。
スイッチトランジスタＱ１のオフ時間は、第４Ａ図に示
されるように、電圧ＶＣＩがランプ始点４１からＶＴに
上昇するために必要な時間の間持続する。電圧ＶＣ１が
好適には３ｖであるＶＴまで充電されると、第３図に示
されるＩＣ１８４６内の内部比較器ＣＯＭＰＩ　　３７
がビン８に於てこの電圧レベルを検出し、かつＩＣ１８
４６がピン１４に於けるパルスによってスイッチトラン
ジスタＱ１をオンにし、それによって第４Ｂ図に示され
るようにトランジスタＱ１のオフ時間を終了させる。簡
単化のために、第４Ａ図には１サイクル分のみが示され
ている。
第３図のブロック図に示される回路は、第５図に於てよ
り詳細に示されており、かつ以下に説明するように動作
を行う。上述した抵抗器Ｒ７は従来の電流検出抵抗器で
あり、その電圧が集積回路ＩＣ１８４６により使用され
て電流モード調整器に関する通常の手法によってパワー
スイッチトランジスタＱ１のオフ時間の開始を決定する
。抵抗器Ｒ８及びコンデンサＣ１はスイッチトランジス
タＱ１のオフ時間タイミングに関する第３図のランプ勾
配回路３０であり、ＩＣ１８４６の発振器−比較器回路
Ｏ５Ｃ−ＣＯＭＰ　　５０内の内部比較器ＣＯＭＰＩ　
　３７が、コンデンサＣ１上にのランプ電圧ＶＣＩが閾
値電圧ＶＴ　　（好適に約＋３ｖ）を横切ってトランジ
スタＱ１を再びオンにする時点を検出する。
発振器−比較器回路５０は第３図の発振器３６と比較器
ＣＯＭＰＩ　　３７とを有する。コンデンサＣ１の電圧
は、電圧ｖｃｉが比較器Ｃ０ＭＰＩ３７によって検知さ
れる際にＶＴを超える毎に、ＩＣ１８４６内の内部放電
トランジスタＱ４によって約＋１．２Ｖまで降下する、
即ちコンデンサＣ１が放電する。トランジスタＱ２は、
トランジスタＱ１がオン状態にある間、上述したように
コンデンサＣ１の電圧ＶＣＩを所望のランプ始点に設定
し、トランジスタＱ１がオフ状態にあってＶＣｌがＶＴ
まで立ち上がる間指定されたオフ時間を達成するように
動作する。トランジスタＱ２のベース−エミッタ接合は
後述するようにトランジスタＱ１のオフ時間の間バック
バイアスされており、タイミングランプは全く抵抗器Ｒ
８及びコンデンサＣ１の制御下にある。各要素Ｒ１、Ｒ
２、Ｒ３、Ｒ４、ＣＲＩ、Ｌ２、Ｑ２、Ｑ３が第３図に
示されるランプ始点回路３１の各要素であると好都合で
ある。
トランジスタＱ３は、スイッチトランジスタＱ１がオン
状態になると抵抗器Ｒ６から線５１上のベースＢに印加
される電圧によってオン状態になる。トランジスタＱ１
が最初にオフになると、トランジスタＱ１をオフにする
ＩＣ１８４６のピン１４上の信号が同様に在住しないこ
とが、トランジスタＱ３をオフにし、かつ従ってオフ時
間を開始させるタイミング信号となる。このように、ト
ランジスタＱ３は２つの機能を有する。スイッチトラン
ジスタＱ１がオン状態である間、トランジスタＱ３がオ
ン状態（即ち、そのコレクタＣが約１ｖである）である
。先ず、抵抗器Ｒ３及びダイオードＣＲＩを介して、ト
ランジスタＱ３はオン状態にある時、トランジスタＱ２
のベースＢの電圧を僅かに降下させ、従って、１００％
オン時間（即ち１００％デユーティ−サイクル）の場合
には、コンデンサＣ１の電圧ＶＣＩが０１のオン時間の
間ＶＴを超えてＩＣ１８４６内でサイクルを開始させる
ことができない。トランジスタＱ３がオフ状態にある時
、特に起動時（即ち、入力電圧Ｅが最初に調整器に印加
された時）に於て、電圧ＶＣ１がＶＴを超えて第１サイ
クルを開始させることができるようにしなければならな
い。また、起動時点ではコイルＬ１の電圧が０である。
次に、抵抗器Ｒ２を介して、トランジスタＱ３が○付数
字で示されるピン９に於て、ＩＣ１８４６の発振器−比
較器回路５０の一部をなす従来の電流ミラー５２から電
流を引き出し、かつこの電流によってコンデンサＣ１が
、トランジスタＱ３がオン状態にある間トランジスタＱ
２のクランピング点に対して一様に充電される（即ち、
ＶＣＩが増加する）。即ち、トランジスタＱ３がオン状
態にあると、電流ミラー５２の左側のリード線（ピン９
）から電流が引き出される。これに応答して、電流ミラ
ー５２はその左側のリード線（ピン８）から電流を送り
出し、かっこの電流がコンデンサＣ１に流れて該コンデ
ンサを充電する。この充電によって、上述したようにオ
フ時間タイミングランプの始点が設定される。
このように、トランジスタＱ３が電流ミラー５２をオン
またはオフにする。上述した電流ミラー５２を用いて、
従来トランジスタＱ２を含むエミッタフォロワ回路がＱ
ｌのオン時間の間コンデンサＣ１の電圧をクランプする
位置までコンデンサＣＩを充電する。Ｑｌがオフ状態に
なると、電流ミラー５２がトランジスタＱ３によってオ
フにされるので、トランジスタＱ１のオフ時間の間は電
流ミラー５２から電流が供給されない。
ＩＣ１８４６が、市販されているユニットロード（Ｕｎ
ｉ　Ｌｒｏｄｅ）電流モードＰＷＭ制御器部品番号ＵＣ
ｌ３４６であると好都合である。この制御器は、切換パ
ワーサプライに使用される通常のパルス幅変２　（ＰＷ
Ｍ）デバイスである。通常の使用時には、ＩＣ１８４６
がＰＷＭ切換パワーサプライのための主要な構成ブロッ
クであって、それに付加していくつかの外部要素及び従
来の「バック」調整器回路が設けられている。ＩＣ１８
４６は、複数の比較器、論理ゲート、電磁ミラー、発振
器及びバイポーラトランジスタからなる多数の機能を有
する。本発明の好適実施例では、ＩＣ１８４６が通常の
手法で用いられず、その代わりに−Ｌ述したようにその
機能のいくつかが使用される。従って、ＩＣ１８４６に
よって得られる機能と類似の機能が、本発明の別の実施
例に於て他の集積回路または離散的デバイスによって得
ることができる。
上述したように、本発明及び従来のバックｉｌ器双方に
於て、第５図に示されるコイルＬｌ（「チョーク」と称
される場合がある）によって電圧パルスが平滑化されか
つ平均化される。このように、スイッチトランジスタＱ
１がオン状態にあると、Ｅ−ｅｏに等しい値の電圧がコ
イルＬ１の両端に印加される。本発明の好適な実施例で
は、第２のコイルＬ２が設けられかつ抵抗器Ｒ５によっ
てトランジスタＱ２のベースＢと大地との間に接続され
ている。コイルＬ２がコイルＬｌ上の２次巻線であると
好都合であり、かつ僅かに１巻だけであると好都合であ
る。
また、第５図には、本実施例に於てそれぞれ６８０Ω、
８２０Ω、１０００Ωであるバイアス（氏抗器Ｒ３、Ｒ
４、Ｒ５が示されている。これらの抵抗器は後述するよ
うトランジスタＱ２をバイアスする。上述したように、
コイルＬ２が、好適には巻数５５であるコイルＬ１上の
巻数１の２次巻線であると好都合である。コイルＬ１を
流れる電流の変化によって通常コイルＬ２に電圧が誘導
される。バイアス抵抗器Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５は、ピン２に
於てＩＣ１８４６から抵抗器Ｒ４に供給されるＤＣ＋５
電圧と共に、スイッチトランジスタＱ１がオンまたはオ
フであると、最も近い位置にある抵抗器Ｒ５に接続され
たコイルＬ２の端部に正の電圧を付加する。
このように、コイルＬ２によって、トランジス、夕Ｑ２
のベースＢの正電圧がスイッチトランジスタＱ１がオン
状態にある間、そうでない場合よりも小さい正の電圧に
なる。即ち、スイッチトランジスタＱ１がオン状態にあ
る間、コイルＬ２によってコンデンサＣ１が充電され得
る電圧ＶＣＩが設定される。この電圧は、上述したよう
に、入力電圧Ｅから出力電圧ｅＯを引いた値に比例する
値だけ電圧ＶＴより低いことになるが、これは、トラン
ジスタＱ１がオン状態にある間、コイルＬ１の両端に於
ける電圧が入力電圧Ｅから出力電圧ｅ。
を引いた値になるからである。このように、コイルＬ２
の両端には電圧Ｅ−ｅｏの１１５５　（Ｌｌに対するＬ
２の巻数の比）の電圧が作用する。
スイッチトランジスタＱ１がオフ状態になると、抵抗器
Ｒ５に直接接続されたコイルＬ２の端部が正電圧になり
、かつそれによって、トランジスタＱ２のベース−エミ
ッタ接合がバックバイアスされることによってオフ時間
タイミングランプが開始する。このように、コイルＬ２
はタイミングランプの始点電圧を設定し、かつコンデン
サを開放して第４Ａ図に示されるように充電を開始する
（即ち、オフ時間タイミングランプを立ち上がらせる）
。
第５゛図に示される抵抗器Ｒ１（好適には１０００Ω）
は、トランジスタＱ３のコレクタのためのプルアップレ
ジスタであり、これによってトランジスタＱ３のコレク
タＣが電流ミラー５２をオフにするのに充分な電圧であ
る５ｖに増加することが保証される。抵抗器Ｒ２（好適
には１８にΩ）によって、スイッチトランジスタＱ１の
オン時間の間コンデンサＣ１がランプ始点電圧に到達す
るまでコンデンサＣ１が充電される。
トランジスタＱ３がオフ状態になるとダイオードＣＲＩ
によって電流ミラー５２が抵抗器Ｒ３から完全に遮断さ
れ、それによってトランジスタＱ３のコレクタＣは５ｖ
まで増加することができる。
ダイオードＣＲ２がトランジスタＱ３のベース−エミッ
タ接合をバックバイアスすることによって、抵抗器Ｒ６
からの線５１上の信号によってトランジスタＱ３を確実
にオンにすることができる。
また、第５図に示されるように、ＤＣ５ｖ電力線５３が
抵抗器Ｒ４に接続されている。電力線５３はＩＣ１８４
６からピン２によって供給される。
また、ＩＣ１８４６は、（ツェナーダイオードＣＲ５及
び好適には１８０Ωである抵抗器ＲＩＯによって）ＩＣ
１８４６のピン１３上にｌｌｖのＤＣ入力が供給される
ように、ＩＣ１８４６の電力線人力ピン１５上に＋１５
ｖのＤＣ電圧を受ける。
ＩＣ１８４６は、従来と同様にスイッチトランジスタＱ
１のゲートＧを駆動するピン１４を大地またはｌｌｖ入
力電圧であるピン１３に交互に接続する２個のバイポー
ラトランジスタＱ５、Ｑ６を備える。上述した従来のト
ーテムポール型ドライバ３５を有する。トーテムポール
型ドライバ３５は、スイッチトランジスタＱ１のゲート
Ｇをオンまたはオフに駆動する。
また、第１比較器ＣＯＭＰＩ　　３７とラッチ３４との
間に従来と同様に論理回路５４が接続されており、それ
によってラッチ３４を動作させてトーテムポール型ドラ
イバ３５を制御することができる。
検出抵抗器Ｒ７（好適には０．０７Ω）が通常通り従来
のＲＣフィルタを構成する抵抗器ＲＩＯ（好適には２０
０Ω）及びコンデンサＣ４（好適には５６００ｐＦ）に
よってＩＣ１８４６のピン４に接続されており、かつ抵
抗器Ｒ７の他端がＩＣ１８４６のピン３に直接接続され
ている。このように、ピン３．４によって検出電流がＩ
Ｃ１８４６に供給され、スイッチＱ１を流れる電流がプ
ログラムされた電流レベルに到達した時点をＩＣ１８４
６に知らせる。
本実施例に於ては、ＩＣ１８４６が以下の表に示すよう
に他の回路構成要素に接続されている。
Ｃ１８４６ ＋５Ｖ電力出力　　　抵抗器Ｒ４ 電流検出入力　　　抵抗器Ｒ７ 電流検出入力　　コンデンサＣ４ ０ １ ２ ３ ４ ５ 電流ミラー人力 同期化阻止 ピン１０へのフィードバック 接地 ＋１１ｖ入力 スイッチＱｌの駆動 ＋１５ｖ電力入力 外部 トランジスタＱ３の コレクタ 抵抗器Ｒ２ ピン１１ ピン１０ 大地 抵抗ＩＯによるピン１５ トランジスタＱ１の ゲート及びＲ６ 抵抗１０によるピン１３ 電流プログラミング 電流ミラー源 また、第５図には、トランジスタＱ１がオン状態になっ
た時の過渡的な電流のサージを抑制するための通常のス
ナツパ回路５５がブロック図によって示されている。ス
ナツパ回路５５は従来と同様にスイッチトランジスタＱ
１とキャッチダイオードＣＲ３との間に接続されている
。
ＩＣ１８４６のピン１１は、図示されるように、ダイオ
ードＣＲ４及び抵抗器Ｒ１１（好適には１０００Ω）に
よってＩＣ１８４６のピン１２に接続されている。この
接続の目的は、ピン１１の出力をドライバ回路５６から
ＩＣ１８４６の発振器−比較器５０に接続する同期化入
力ピン１０にフィードバックするためである。このピン
１０からピン１１への接続によって、ＩＣ１８４６の従
来の動作が除外され、それによって前のサイクルが完了
すると同時にＩＣ１８４６がピン１４に新しいサイクル
を開始させるようになっている。これによって、本発明
の調整器が５０％以上のデユーティサイクルを達成する
、即ち出力を能動的に維持することができる。
第６図は、レーザパワーサプライに使用される本発明の
好適な実施例を概略的に示している。第５図に示される
回路要素に加えて、第６図に示される他の特徴には次の
ものがある。従来の温度上昇停止回路６１がＩＣ１８４
６の過電流停止ピン１６に接続されている。従来のウィ
ンドウ型比較器６２が、ＩＣ１８４６内の演算増幅器へ
の負の人力が５ｖであるかどうかを判断する。この比較
器６２によって負荷電流のための「電力ＯＫＪ信号が供
給される。調整器への人力が人力線６３に供給される。
回路電圧調整器６４によって、負荷が全くない場合の調
整器による電圧出力が制限される。第６図には上述した
スナツパ回路５５が詳細に図示されている。入力及び出
力フィルタロ４は入力電圧及び出力電圧のための従来の
ローパスフィルタである。第５図のスイッチＱ１及び抵
抗器Ｒ７が、第６図に於てそれぞれに関連する抵抗器を
有する並列に接続された複数個のＦＥＴを有するスイッ
チ回路６６として示されている。
本発明の別の実施例では、タイミング手段として電圧よ
りもむしろ電流ランプ回路が使用される。
別の変形例では、コンデンサ及び抵抗器の代わりにラン
プ勾配を決定するためにインダクタンス及び抵抗が使用
される。第３の変形例では、固定された始点とプログラ
ムされた終点とを有するランプ（電流または電圧）が使
用される。本発明の第４の変形例では、本発明による回
路を使用してパックパワーサプライの代わりにブースト
パワーサプライを調整する。この第４の変形例では、オ
フ時間が入力電圧を出力電圧で割った値に比例する。
第５の変形例では、本発明による回路を用いてバックブ
ーストパワーサプライを調整する。この場合、オフ時間
は入力電圧を入力電圧と出力電圧の合計値で割った値に
比例す右゛。
以上、本発明を実施例に基づいて詳細に説明したが、そ
の技術的範囲は上述した実施例に限定されるものではな
く、その技術的範囲内に於て様々な変形・変更を加えて
実施できることは明かである。
【図面の簡単な説明】
第１図は、従来技術によるパワーサプライを示すブロッ
ク図である。 第２図は、従来技術によるパワーサプライの第２実施例
を示すブロック図である。 第３図は、本発明の好適実施例を示すブロック図である
。 第４Ａ図及び第４Ｂ図は、それぞれ本発明による実施例
に於ける波形を示す線図である。 第５図は、本発明の好適実施例を示す概略ブロック図で
ある。 第６図は、レーザパワーサプライに於ける本発明の実施
例を示す回路図である。 １１・・・入力電圧　　　１２・・・出力リード線１３
・・・パルス幅変調器１４・・・チョーク１５・・・誤
差増幅器 １７ａ、１７ｂ・・・入力リード線 １８・・・基準電圧　　　１つ・・・コンデンサ２３・
・・パワースイッチ２５．２６・・・誤差増幅器２７・
・・電流センサ　　３０・・・ランプ勾配回路３１・・
・ランプ始点回路３２・・・増幅器３３・・・第２比較
器 ３４・・・ラッチ　　　　３５・・・ドライバ回路３６
・・・発振器　　　　３７・・・第１比較器４１・・・
始点電圧 ５０・・・発振器−比較器回路 ５１・・・線　　　　　　５２・・・電流ミラー５３・
・・電力線 ３５・・・トーテムポール型ドライバ ５４・・・論理回路　　　５５・・・スナツパ回路５６
・・・ドライバ回路　６１・・・温度上昇停止回路６２
・・・ウィンドウ比較器 ６３・・・人力線　　　　６４・・・回路電圧調整器６
６・・・スイッチ回路

Claims (12)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）入力電圧と出力電圧とを有するパワーサプライ調
    整器であって、 前記入力電圧をオン時間とオフ時間との間で切り換える
    ためのスイッチ手段と、 前記入力電圧及び出力電圧の関数として前記スイッチ手
    段の前記オフ時間を変化させるためのオフ時間変更手段
    とを備えることを特徴とするパワーサプライ調整器。
  2. （２）前記スイッチ手段の前記オフ時間の持続時間が、
    前記入力電圧と前記出力電圧との差を前記入力電圧で割
    った値に比例することを特徴とする特許請求の範囲第１
    項に記載のパワーサプライ調整器。
  3. （３）前記オフ時間変更手段が、 前記スイッチ手段の前記オフ時間のためのタイミングラ
    ンプの始点を決定する手段と、 前記スイッチ手段の前記オフ時間タイミングランプの勾
    配を決定する手段とを備え、かつ前記スイッチ手段及び
    前記オフ時間の持続時間が前記オフ時間タイミングラン
    プの前記始点及び勾配の関数であることを特徴とする特
    許請求の範囲第２項に記載のパワーサプライ調整器。
  4. （４）前記勾配決定手段が、或る電圧に充電するための
    コンデンサ手段からなることを特徴とする特許請求の範
    囲第３項に記載のパワーサプライ調整器。
  5. （５）前記始点決定手段が、誘導電圧を伝導するための
    ２次コイル手段からなることを特徴とする特許請求の範
    囲第３項に記載のパワーサプライ調整器。
  6. （６）前記２次コイル手段が、前記出力電圧を平滑にす
    る主コイル手段に装着された２次巻線であることを特徴
    とする特許請求の範囲第５項に記載のパワーサプライ調
    整器。
  7. （７）前記始点決定手段が、前記コイル手段の出力を偏
    倚させるためのバイアス手段を更に有することを特徴と
    する特許請求の範囲第６項に記載のパワーサプライ調整
    器。
  8. （８）前記オフ時間変更手段と前記スイッチ手段との間
    に接続され、前記オフ時間変更手段に応答して前記オン
    時間と前記オフ時間との間で前記スイッチ手段を駆動す
    るための電流制御手段を更に備えることを特徴とする特
    許請求の範囲第４項に記載のパワーサプライ調整器。
  9. （９）前記オフ時間変更手段が、前記スイッチ手段を流
    れる所定の電流を前記電流制御手段が検出した場合に前
    記スイッチ手段をオフにすることを特徴とする特許請求
    の範囲第８項に記載のパワーサプライ調整器。
  10. （１０）前記始点決定手段が、前記入力電圧から前記出
    力電圧を引いた値に比例する値だけ閾値電圧と異なる電
    圧に前記オフ時間のタイミングランプの前記始点を設定
    することを特徴とする特許請求の範囲第９項に記載のパ
    ワーサプライ調整器。
  11. （１１）前記勾配決定手段が、或る電圧に充電するため
    のコンデンサ手段からなり、かつ前記スイッチ手段がオ
    ン時間状態である間前記２次コイル手段が、前記コンデ
    ンサ手段を充電する電圧を設定することを特徴とする特
    許請求の範囲第５項に記載のパワーサプライ調整器。
  12. （１２）入力電圧と出力電圧とスイッチ手段とを有する
    パワーサプライを調整するための方法であって、 オン時間とオフ時間との間で前記スイッチ手段を切り換
    える過程と、 前記パワーサプライの前記入力電圧及び出力電圧の関数
    として前記スイッチ手段の前記オフ時間変化させる過程
    とからなることを特徴とするパワーサプライ調整方法。
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EP0377538A2 (en) 1990-07-11
US4959606A (en) 1990-09-25

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