JPH03145929A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH03145929A JPH03145929A JP1283697A JP28369789A JPH03145929A JP H03145929 A JPH03145929 A JP H03145929A JP 1283697 A JP1283697 A JP 1283697A JP 28369789 A JP28369789 A JP 28369789A JP H03145929 A JPH03145929 A JP H03145929A
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- electromagnetic noise
- inverter
- conductor
- inverter device
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明はインバータ装置に関し、より詳細には限られ
たスペース内において効果的に電磁波ノイズの漏洩を阻
止することができるように、交直コンバータ本体及びイ
ンバータ本体の至近の位置に、夫々分路コンデンサ及び
ノーマルモードチョークコイルを縦続に配置したインバ
ータに関する。
たスペース内において効果的に電磁波ノイズの漏洩を阻
止することができるように、交直コンバータ本体及びイ
ンバータ本体の至近の位置に、夫々分路コンデンサ及び
ノーマルモードチョークコイルを縦続に配置したインバ
ータに関する。
第５図は、入力側及び出力側に電磁波ノイズの漏洩を抑
制するためのラインフィルタを夫々接続した。従来のイ
ンバータ装置の構成を示すブロック図である。同図にお
いて５０１はインバータ装置筐体、５０２はその中に収
容された制御回路基板である。周知の通り１本装置は同
図左側に示す商用周波数の電源より三相電力（Ｒ，Ｓ、
Ｔ相より成る）の供給を受け、これを−旦直流電力に変
換した後、再び希望の周波数の三相電力（Ｕ、 Ｖ。
制するためのラインフィルタを夫々接続した。従来のイ
ンバータ装置の構成を示すブロック図である。同図にお
いて５０１はインバータ装置筐体、５０２はその中に収
容された制御回路基板である。周知の通り１本装置は同
図左側に示す商用周波数の電源より三相電力（Ｒ，Ｓ、
Ｔ相より成る）の供給を受け、これを−旦直流電力に変
換した後、再び希望の周波数の三相電力（Ｕ、 Ｖ。
Ｗ相より成る）に変換して、同図右側に示す負荷に供給
するａ能を果たす。５０５Ｒ，５０５Ｓ。
するａ能を果たす。５０５Ｒ，５０５Ｓ。
５０５Ｔは夫々前記電源よりＲ，Ｓ、Ｔ相の電圧。
電流を制御回路基板５０２へ導く入力端導線、また５０
６Ｕ、５０６Ｖ、５０６Ｗ４；を夫々希望の周波数に再
変換されたＵ、Ｖ、Ｗ相の電圧、電流を負荷へ向けて送
出する出力側導線である。５１１゜５１２は夫々、制御
回路基板の入力端及び出力側に接続されたラインフィル
タ（電磁波ノイズフィルタ）で２両者ともインバータ装
置筐体５０１の外側に配置される。
６Ｕ、５０６Ｖ、５０６Ｗ４；を夫々希望の周波数に再
変換されたＵ、Ｖ、Ｗ相の電圧、電流を負荷へ向けて送
出する出力側導線である。５１１゜５１２は夫々、制御
回路基板の入力端及び出力側に接続されたラインフィル
タ（電磁波ノイズフィルタ）で２両者ともインバータ装
置筐体５０１の外側に配置される。
後述する通り、制御回路基板５０２の主要部は商用周波
数の電力を直流電力に変換する交直コンバータ及びこれ
を希望の他の周波数の電力へ再変換するインバータ本体
であり５両者ともＴＬ電磁波ノイズ原因となる。前者の
発生する電磁波ノイズの周波数成分は電源周波数（商用
周波数）及び整流方式により定まる。これに対し、後者
のそれはインバータ本体のスイッチング周波数により定
まり、多くの場合前者のそれに較べ極めて高く、スペク
トラム幅も広い。
数の電力を直流電力に変換する交直コンバータ及びこれ
を希望の他の周波数の電力へ再変換するインバータ本体
であり５両者ともＴＬ電磁波ノイズ原因となる。前者の
発生する電磁波ノイズの周波数成分は電源周波数（商用
周波数）及び整流方式により定まる。これに対し、後者
のそれはインバータ本体のスイッチング周波数により定
まり、多くの場合前者のそれに較べ極めて高く、スペク
トラム幅も広い。
ラインフィルタ５１１及び５１２は制御回路基板５０２
内に発生ずる電磁波ノイズが入出力側導線５０５Ｒ−Ｔ
、５０６Ｕ−Ｖに流出することを阻止する。尚、第５図
の構成では、ラインフィルタ５１１及び５１２は独立別
個に構成され２作動する。
内に発生ずる電磁波ノイズが入出力側導線５０５Ｒ−Ｔ
、５０６Ｕ−Ｖに流出することを阻止する。尚、第５図
の構成では、ラインフィルタ５１１及び５１２は独立別
個に構成され２作動する。
このほか、２箇のラインフィルタを一体的に構成し、そ
の構造を簡単化しようとするものが、特開昭６１１９４
５３０号公報に開示されており第６図はその一相当たり
の構成を示す回路図である。同図において６０１は交流
電源（商用周波数）。
の構造を簡単化しようとするものが、特開昭６１１９４
５３０号公報に開示されており第６図はその一相当たり
の構成を示す回路図である。同図において６０１は交流
電源（商用周波数）。
６０２はインバータ装置、６ｏ３は誘導性負荷（誘導電
動機等）３また６０４は電磁波ノイズの漏洩を阻止する
フィルタで、これらは何れも単線図として図示されてい
る。６０５及び６０６は夫々入力端及び出力側の導線で
ある。インバータ装置６０２において、６０７は整流回
路（交直コンバータ）、６０Ｂはインバータ本体、６ｏ
９はノイズ電圧を接地する分路コンデンサである。フィ
ルタ６０４は、インバータ装置６０２の入出力端子に跨
がって配置され、導線６０５及び６０６に夫々直列に挿
入されたりアクドル６１０及び６１１及びこれらのりア
クドルの出力側端子を結合するコンデンサ６１２により
構成される。インバータ装置６０２の発生する電磁波ノ
イズのうち。
動機等）３また６０４は電磁波ノイズの漏洩を阻止する
フィルタで、これらは何れも単線図として図示されてい
る。６０５及び６０６は夫々入力端及び出力側の導線で
ある。インバータ装置６０２において、６０７は整流回
路（交直コンバータ）、６０Ｂはインバータ本体、６ｏ
９はノイズ電圧を接地する分路コンデンサである。フィ
ルタ６０４は、インバータ装置６０２の入出力端子に跨
がって配置され、導線６０５及び６０６に夫々直列に挿
入されたりアクドル６１０及び６１１及びこれらのりア
クドルの出力側端子を結合するコンデンサ６１２により
構成される。インバータ装置６０２の発生する電磁波ノ
イズのうち。
特に有害なものは、インバータ本体６０８の電圧・電流
に含まれる高次高調成分である。
に含まれる高次高調成分である。
ところで、前述の高次高調成分についての回路状態は１
回路構成要素間の漂遊リアクタンス等により、第６図に
示す通りとはならない。電磁波ノイズの高次高調成分に
ついては、第６図の構成の等価回路は第７図に示すよう
になると考えられる。
回路構成要素間の漂遊リアクタンス等により、第６図に
示す通りとはならない。電磁波ノイズの高次高調成分に
ついては、第６図の構成の等価回路は第７図に示すよう
になると考えられる。
即ち１発生源は高周波起動力ｓｈと漂遊キャパシタンス
Ｃ５３を内部インピーダンスとする等価高周波電源７０
１である。また＋ Ｃ３ｌ＋ Ｃ９Ｚはインバータ
装置６０２と入出力側導線６０５，６０６との間に夫々
存在する漂遊リアクタンスで１等価高周波電ｍ７ｏ１．
フィルタ６０４はしめ各回路阻止の形状・寸法２位置関
形等により定まる。抵抗７０２、インダクタンス７０３
は夫々電源６０１の内部インピーダンスの抵抗成分及び
リアクタンス成分（誘導性）に対応する。同様に抵抗７
０４及びインダクタンス７０５は夫々誘導性負荷６０３
の抵抗成分及びリアクタンス成分に対応する。起電力ｓ
ｈの周波数領域ではインダクタンス７０３．７０５のり
アクタンス値は夫々抵抗７０２．７０４の抵抗値に較べ
極めて大きく、また、Ｃｓ＋、Ｃｓｚのりアクタンス値
は夫々リアクトル６１０，６１１のそれに較べ極めて大
きい。
Ｃ５３を内部インピーダンスとする等価高周波電源７０
１である。また＋ Ｃ３ｌ＋ Ｃ９Ｚはインバータ
装置６０２と入出力側導線６０５，６０６との間に夫々
存在する漂遊リアクタンスで１等価高周波電ｍ７ｏ１．
フィルタ６０４はしめ各回路阻止の形状・寸法２位置関
形等により定まる。抵抗７０２、インダクタンス７０３
は夫々電源６０１の内部インピーダンスの抵抗成分及び
リアクタンス成分（誘導性）に対応する。同様に抵抗７
０４及びインダクタンス７０５は夫々誘導性負荷６０３
の抵抗成分及びリアクタンス成分に対応する。起電力ｓ
ｈの周波数領域ではインダクタンス７０３．７０５のり
アクタンス値は夫々抵抗７０２．７０４の抵抗値に較べ
極めて大きく、また、Ｃｓ＋、Ｃｓｚのりアクタンス値
は夫々リアクトル６１０，６１１のそれに較べ極めて大
きい。
さて第７図から明らかな通り２等価高周波電源７０１の
両端子には、リアクトル６１１及びコンデンサ６１２よ
りなる直列回路のインピーダンスが並列に接続されるこ
とになる。前述した通り。
両端子には、リアクトル６１１及びコンデンサ６１２よ
りなる直列回路のインピーダンスが並列に接続されるこ
とになる。前述した通り。
Ｃ１１＋ Ｃ５Ｒのりアクタンス値は極めて大きく、
従ってリアクトル６１１及びコンデンサ６１２の値を適
当に選択することにより、該直列回路のインピーダンス
を低い値に設定すれば１等価高周波電源７０１より流出
する電流を前記直列回路を経由して同電源に還流するこ
とができる。換言すれば。
従ってリアクトル６１１及びコンデンサ６１２の値を適
当に選択することにより、該直列回路のインピーダンス
を低い値に設定すれば１等価高周波電源７０１より流出
する電流を前記直列回路を経由して同電源に還流するこ
とができる。換言すれば。
比較的簡単な回路構成により電磁波ノイズの高次高調波
成分が漂遊キャパシタンスＣ９＋、ｃｓｚを経由して外
部へ流出する事態を阻止することができる。また、電磁
波ノイズの低次高調波成分はりアクドル６１０，６１１
により阻止される。
成分が漂遊キャパシタンスＣ９＋、ｃｓｚを経由して外
部へ流出する事態を阻止することができる。また、電磁
波ノイズの低次高調波成分はりアクドル６１０，６１１
により阻止される。
しかしながら、第５図のインバータ装置については次の
問題点が指摘されている。即ち、ラインフィルタがイン
バータ装置の筐体外の入出力側に夫々配置する構成であ
るため、装置全体の専有容積が増大し、製品原価増加の
原因となる。更に電磁波ノイズ発生源（インバータ装置
内回路素子）とラインフィルタ間は比較的長い導線によ
り結ばれるため、ノイズ発生源より外側を見たインピー
ダンスは高次高調波成分に対しては比較的高い値となり
、該成分の効果的減殺が困難であるばかりでなく、導線
部分が誘導障害または電波障害を周囲空間に拡散させる
媒体となる。
問題点が指摘されている。即ち、ラインフィルタがイン
バータ装置の筐体外の入出力側に夫々配置する構成であ
るため、装置全体の専有容積が増大し、製品原価増加の
原因となる。更に電磁波ノイズ発生源（インバータ装置
内回路素子）とラインフィルタ間は比較的長い導線によ
り結ばれるため、ノイズ発生源より外側を見たインピー
ダンスは高次高調波成分に対しては比較的高い値となり
、該成分の効果的減殺が困難であるばかりでなく、導線
部分が誘導障害または電波障害を周囲空間に拡散させる
媒体となる。
また５第６図の構成では回路の構造があまりに単純であ
るため、広い周波数帯域にわたって電磁波ノイズを抑制
することは困難と考えられる。更に、電磁波ノイズのコ
モンモード成分については顕著な抑制効果を期待するこ
とができようが、ノーマルモード成分に関しては所望の
効果が得られるか否かについては疑問がある。
るため、広い周波数帯域にわたって電磁波ノイズを抑制
することは困難と考えられる。更に、電磁波ノイズのコ
モンモード成分については顕著な抑制効果を期待するこ
とができようが、ノーマルモード成分に関しては所望の
効果が得られるか否かについては疑問がある。
この発明は、上記のような問題点を解決するためになさ
れたものであって、電磁波ノイズの高次高調波成分を低
いインピーダンスでバイパスすることができ、残余の成
分及び低次高周波成分の漏洩をノーマルモードチョーク
コイルで効果的に阻止すること、また装置全体を小型化
し専有容積を減少して装置の経済化を促進し、使用上の
便宜を改善することを目的としており、更に、ラインフ
ィルタに多段梯子形の低域通過フィルタの機能を付与し
、広い周波数帯にわたり満足のいく漏洩電磁波抑制の効
果をあげることを目的とする。
れたものであって、電磁波ノイズの高次高調波成分を低
いインピーダンスでバイパスすることができ、残余の成
分及び低次高周波成分の漏洩をノーマルモードチョーク
コイルで効果的に阻止すること、また装置全体を小型化
し専有容積を減少して装置の経済化を促進し、使用上の
便宜を改善することを目的としており、更に、ラインフ
ィルタに多段梯子形の低域通過フィルタの機能を付与し
、広い周波数帯にわたり満足のいく漏洩電磁波抑制の効
果をあげることを目的とする。
この発明に係るインバータ装置は２人出力両側のライン
フィルタをインバータ装置筐体内に収納すると共に両者
を夫々交直コンバータ及びインバータ本体至近の位置に
配置する。ラインフィルタ入出力側の各導線間及び各導
線−筐体間を接続する分路コンデンサ群及び各導線に直
列に接続されたノーマルチョークコイル群（リアクトル
群）を縦続に接続することにより構成されたものである
。
フィルタをインバータ装置筐体内に収納すると共に両者
を夫々交直コンバータ及びインバータ本体至近の位置に
配置する。ラインフィルタ入出力側の各導線間及び各導
線−筐体間を接続する分路コンデンサ群及び各導線に直
列に接続されたノーマルチョークコイル群（リアクトル
群）を縦続に接続することにより構成されたものである
。
この発明におけるインバータ装置は、電磁波ノイズ発生
源とラインフィルタとは最短距離で接続され、各導線に
沿って伝播しようとする電磁波ノイズは、各分路コンデ
ンサにより、各導線相互間及び各導線間で効果的にバイ
パスされ、残余の成分はノーマルチョークコイルにより
阻止される。
源とラインフィルタとは最短距離で接続され、各導線に
沿って伝播しようとする電磁波ノイズは、各分路コンデ
ンサにより、各導線相互間及び各導線間で効果的にバイ
パスされ、残余の成分はノーマルチョークコイルにより
阻止される。
また、インバータ装置及びラインフィルタが一体として
同一筐体内に収納されるため、専有容積の利用率は大き
く改善されると共に、導線部より周囲空間への誘導障害
、電波障害も従来の構成に比較して減少する。
同一筐体内に収納されるため、専有容積の利用率は大き
く改善されると共に、導線部より周囲空間への誘導障害
、電波障害も従来の構成に比較して減少する。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。
第１図において、１０１は内部を機械的に保護すると共
に、内部両空間の間を電磁的に遮蔽する金属性筐体、１
０２は内部装置の全構成要素を実装する回路基板で１両
者は一体となって本発明に係るインバータ装置を構成す
る。
に、内部両空間の間を電磁的に遮蔽する金属性筐体、１
０２は内部装置の全構成要素を実装する回路基板で１両
者は一体となって本発明に係るインバータ装置を構成す
る。
１０５Ｒ，１０５Ｓ、１０５Ｔは商用周波電源より三相
電力（Ｒ，Ｓ、Ｔ相）を装置に誘導する入力側導線、１
０６Ｕ、１０６Ｖ、１０６Ｗは装置内で再変換された三
相電力（Ｕ、 Ｖ、 Ｗ相）を外部負荷へ向けて送出
する出力側導線で、その機能及び役割は第５図に示すも
のと変わりない。
電力（Ｒ，Ｓ、Ｔ相）を装置に誘導する入力側導線、１
０６Ｕ、１０６Ｖ、１０６Ｗは装置内で再変換された三
相電力（Ｕ、 Ｖ、 Ｗ相）を外部負荷へ向けて送出
する出力側導線で、その機能及び役割は第５図に示すも
のと変わりない。
１０３は商用周波数の三相電力を直流電力に変換する交
直コンバータ、１０４は前記交直コンバータ１０３より
直流電力の供給を受け、これを希望の周波数の三相電力
に再変換するインバータ本体で、その出力周波数は外部
より供給されるスイッチング周波数により定まる（詳細
は図示せず）。
直コンバータ、１０４は前記交直コンバータ１０３より
直流電力の供給を受け、これを希望の周波数の三相電力
に再変換するインバータ本体で、その出力周波数は外部
より供給されるスイッチング周波数により定まる（詳細
は図示せず）。
１０７及び１０８は分路コンデンサ回路網で、第２図（
ａ）、 （ｂ）に示す通り、各導線間を夫々接続する分
路コンデンサＣｒｌ＋ ＣＩＬ＋ Ｃｔｒ （Ｃｕｖ、
ｃｖｗ。
ａ）、 （ｂ）に示す通り、各導線間を夫々接続する分
路コンデンサＣｒｌ＋ ＣＩＬ＋ Ｃｔｒ （Ｃｕｖ、
ｃｖｗ。
Ｃ，、）及び各導線−筐体（零電位点）を夫々接続する
Ｃ ｒｏ＋ Ｃ１Ｏ＋ ｃｔ。（Ｃｕ、、 Ｃｖ
ｏ、 Ｃｗｏ）により構成される。１０９Ｒ，１０９
Ｓ、１０９Ｔは夫々入力側導線１０５Ｒ，１０５Ｓ、１
０５Ｔに直列に接続されたノーマルモードチョークコイ
ル。
Ｃ ｒｏ＋ Ｃ１Ｏ＋ ｃｔ。（Ｃｕ、、 Ｃｖ
ｏ、 Ｃｗｏ）により構成される。１０９Ｒ，１０９
Ｓ、１０９Ｔは夫々入力側導線１０５Ｒ，１０５Ｓ、１
０５Ｔに直列に接続されたノーマルモードチョークコイ
ル。
同様に１１０Ｕ、ｌｌ０Ｖ、ｌｌ０Ｗもノーマルモード
チョークコイルで、出力側導線１０６０゜１０６Ｖ、１
０６Ｗに夫々直列に接続される。
チョークコイルで、出力側導線１０６０゜１０６Ｖ、１
０６Ｗに夫々直列に接続される。
１０１−１０７間、１０７−１０９Ｒ−Ｔ間及び１０４
−１０８間、１０Ｂ−１１０Ｕ〜■の間隔は極力短縮し
、同時にこれらを接続する導線の長さも最短とすること
が必要である。
−１０８間、１０Ｂ−１１０Ｕ〜■の間隔は極力短縮し
、同時にこれらを接続する導線の長さも最短とすること
が必要である。
人出刃側４線１０５Ｒ〜１’、１０６Ｕ〜Ｗは共に３線
式線路である。周知の通り、３線式線路の伝送モードは
、正相、逆相及び零相モードに分解することができる。
式線路である。周知の通り、３線式線路の伝送モードは
、正相、逆相及び零相モードに分解することができる。
換言すれば、３線式線路は前記３伝送モードを夫に伝送
する正相、逆相及び零相各同線の重量を考えることがで
き、これら各回線の伝送特性は等価的に２線式線路模型
に置換して老察するができる。また、正相及び逆相同線
に誘導される雑音は２線式線路でいえばノーマルモート
雑音に対応し、零相回線に誘導されるそれはコモンモー
ド雑音に対応する。
する正相、逆相及び零相各同線の重量を考えることがで
き、これら各回線の伝送特性は等価的に２線式線路模型
に置換して老察するができる。また、正相及び逆相同線
に誘導される雑音は２線式線路でいえばノーマルモート
雑音に対応し、零相回線に誘導されるそれはコモンモー
ド雑音に対応する。
縦続に接続される分路コンデンサ回路網とノーマルモー
ドチョークコイル群（１０７と１０９Ｒ〜Ｔ及び１０８
とｌｌ０Ｕ−Ｗ）の等価回路は前述の各伝送モード（ま
たは各伝送回線）について夫々第３図に示すような形と
なる。周知の通り。
ドチョークコイル群（１０７と１０９Ｒ〜Ｔ及び１０８
とｌｌ０Ｕ−Ｗ）の等価回路は前述の各伝送モード（ま
たは各伝送回線）について夫々第３図に示すような形と
なる。周知の通り。
第３図は逆り旋回路低域通過フィルタを示し、動作減衰
量は周波数の上昇と共に急速に増加する。
量は周波数の上昇と共に急速に増加する。
即ち、前記縦続接続回路は、３条の導線に沿って伝播し
ようとする全モード収骨に対し、効果的なラインフィル
タとして機能する。即ち、１０９Ｒ〜Ｔ及びｌｌ０Ｕ−
Ｗにはノーマルモードチョークコイルの名称を付したが
、これらはコモンモードチョークコイルとしても有効に
機能するものである。
ようとする全モード収骨に対し、効果的なラインフィル
タとして機能する。即ち、１０９Ｒ〜Ｔ及びｌｌ０Ｕ−
Ｗにはノーマルモードチョークコイルの名称を付したが
、これらはコモンモードチョークコイルとしても有効に
機能するものである。
前述した通り２分路コンデンサ回路ｙ１１０７及び１０
８は夫々交直コンバータ１０３及びインパーク本体１０
４は至近の位置にあり、これらを結ぶ導線も極めて短い
ため、電磁波ノイズの高次高調波成分は低いインピーダ
ンスで効果的にバイパスされる。残余の高次高調波成分
は至近の位置にあるノーマルモードチョークコイル１０
９Ｒ−Ｔ及びｌｌ０Ｕ−Ｗにより効果的に阻止される。
８は夫々交直コンバータ１０３及びインパーク本体１０
４は至近の位置にあり、これらを結ぶ導線も極めて短い
ため、電磁波ノイズの高次高調波成分は低いインピーダ
ンスで効果的にバイパスされる。残余の高次高調波成分
は至近の位置にあるノーマルモードチョークコイル１０
９Ｒ−Ｔ及びｌｌ０Ｕ−Ｗにより効果的に阻止される。
このように各回路素子間の配線距離が著しく短縮してい
るため、高次高調波成分についても回路状態は充分な精
度をもって第３図により近似させることができ、理論的
予想通りのフィルタ効果を期待することができる。従っ
て、第６図の構成と異なり、電磁波ノイズを抑制し得る
周波数帯域が比較的狭い範囲に制限されることはなく、
更にノイズのノーマルモード成分についても満足な抑制
効果が得られる。また、装置全体が金属筐体により電磁
的に遮蔽され、特に第５図及び第６図の構成に見られる
導線部の露出がないため、この部分の電磁波ノイズの輻
射、誘導はなくなる。また２回路基板とラインフィルタ
が一体的に構成され、同一筐体に収納されるため、専有
容積が第５図及び第６図の構成に較べ顕著に減少する。
るため、高次高調波成分についても回路状態は充分な精
度をもって第３図により近似させることができ、理論的
予想通りのフィルタ効果を期待することができる。従っ
て、第６図の構成と異なり、電磁波ノイズを抑制し得る
周波数帯域が比較的狭い範囲に制限されることはなく、
更にノイズのノーマルモード成分についても満足な抑制
効果が得られる。また、装置全体が金属筐体により電磁
的に遮蔽され、特に第５図及び第６図の構成に見られる
導線部の露出がないため、この部分の電磁波ノイズの輻
射、誘導はなくなる。また２回路基板とラインフィルタ
が一体的に構成され、同一筐体に収納されるため、専有
容積が第５図及び第６図の構成に較べ顕著に減少する。
今後に期待されるインダクタンス素子及び静電容量素子
の小型化技ｊネｊの発展により、前述の改善効果は一層
顕著となり、装置の小型化、経済化に寄与することがで
きる。
の小型化技ｊネｊの発展により、前述の改善効果は一層
顕著となり、装置の小型化、経済化に寄与することがで
きる。
当然のことながら、第３図の中のＬ及びＣは同図の回路
の遮断周波数が電磁波ノイズのスペクトラムの最低成分
（基本波成分）よりも低くなるように設定すべきである
が１分路コンデンサ回路網及びノーマルモードチョーク
コイルを交互に多段縦続接続することにより、第４図に
示すような多段梯子型のノイズフィルタを実現すること
ができ、更に良好な電磁波ノイズ抑制効果を実現するこ
とができる。
の遮断周波数が電磁波ノイズのスペクトラムの最低成分
（基本波成分）よりも低くなるように設定すべきである
が１分路コンデンサ回路網及びノーマルモードチョーク
コイルを交互に多段縦続接続することにより、第４図に
示すような多段梯子型のノイズフィルタを実現すること
ができ、更に良好な電磁波ノイズ抑制効果を実現するこ
とができる。
尚、第１図は人出刃側の電力は共に三相電力として描か
れているが、相数は三相に限定されるものではなく、単
相または他の相数（例えば、四相。
れているが、相数は三相に限定されるものではなく、単
相または他の相数（例えば、四相。
六相等）であっても本発明は適用可能であり、また、入
力側及び出力側の相数が異なる場合（例えば入力側三相
、出力側四相）についても同様に通用可能である。
力側及び出力側の相数が異なる場合（例えば入力側三相
、出力側四相）についても同様に通用可能である。
また、上記実施例中、コンデンサ回路網をΔ結線を用い
て説明しているが、Ｙ結線として構成しても良い９Ｙ結
線にコンデンサ回路網を構成したとしても、Δ結線の場
合と効果は同しであり、加えて耐圧的に半分で済み、コ
モンモードのコンデンサが１個で済むという利点がある
。
て説明しているが、Ｙ結線として構成しても良い９Ｙ結
線にコンデンサ回路網を構成したとしても、Δ結線の場
合と効果は同しであり、加えて耐圧的に半分で済み、コ
モンモードのコンデンサが１個で済むという利点がある
。
以上のように、この発明によれば、交直変換手段、イン
バータ本体５人出力側のフィルタ手段を同一の金属筺体
内に収納し、フィルタ手段は１人出力側の各導線間及び
各導線−筐体間を接続する分路コンデンサ群及び各導線
に夫々直列に接続されたチョークコイル群との縦続接続
により構成し５且つ前記入力側及び出力側のフィルタ手
段は夫々交直変換手段及びインバータ本体至近の位置に
配置する構成としたので、電磁波ノイズの高次高調波成
分を低いインピーダンスでバイパスすることができ、残
余の成分及び低次高周波成分の漏洩をチョークコイル群
で効果的に阻止することができる。また、装置全体を小
型化し、専有容積を減少することができるため、装置を
経済化し、また使用上の便宜も改善される。
バータ本体５人出力側のフィルタ手段を同一の金属筺体
内に収納し、フィルタ手段は１人出力側の各導線間及び
各導線−筐体間を接続する分路コンデンサ群及び各導線
に夫々直列に接続されたチョークコイル群との縦続接続
により構成し５且つ前記入力側及び出力側のフィルタ手
段は夫々交直変換手段及びインバータ本体至近の位置に
配置する構成としたので、電磁波ノイズの高次高調波成
分を低いインピーダンスでバイパスすることができ、残
余の成分及び低次高周波成分の漏洩をチョークコイル群
で効果的に阻止することができる。また、装置全体を小
型化し、専有容積を減少することができるため、装置を
経済化し、また使用上の便宜も改善される。
更に１分路コンデンサ群及びチョークコイル群を交互に
多段縦続接続する構成によれば、フィルタ手段に多段梯
子形の低域通過フィルタの機能を付与することができ、
広い周波数帯にわたり、満足のいく漏洩電磁波抑制の効
果をあげることができる。
多段縦続接続する構成によれば、フィルタ手段に多段梯
子形の低域通過フィルタの機能を付与することができ、
広い周波数帯にわたり、満足のいく漏洩電磁波抑制の効
果をあげることができる。
第１図はこの発明によるインバータ装置の構成を示す説
明図、第２図は分路コンデンサ回路網の構成を示す説明
図、第３図はラインフィルタの各伝送モードについての
等価回路を示す説明図、第４図は分路コンデンサ回路網
及びノーマルモードチョークコイルの多段縦続接続より
成るラインフィルタの等価回路を示す説明図、第５図は
入出力側に夫々ラインフィルタと接続された従来のイン
バータ装置の構成を示す説明図、第６図は従来のインバ
ータ装置の構成を示す説明図、第７図は高次高調波につ
いての、第６図の構成の等価回路を示す説明図である。 図において。 １０１−一金属製筐体 １０２−回路基板１０３
−一交直コンバータ １０４−インバータ本体 １０５Ｒ，１０５３，１０５Ｔ−入力端導線１０６Ｕ、
１０６Ｖ、１０６Ｗ−・−出力側導線１０７．１０８−
分路コンデンサ回路網１０９Ｒ，１０９Ｓ、１０９Ｔ 入力端ノーマルモードチョークコイル １１０Ｕ、ｌｌ０Ｖ、ｌｌ０Ｗ 出力側ノーマルモードチョークコイル なお５図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
明図、第２図は分路コンデンサ回路網の構成を示す説明
図、第３図はラインフィルタの各伝送モードについての
等価回路を示す説明図、第４図は分路コンデンサ回路網
及びノーマルモードチョークコイルの多段縦続接続より
成るラインフィルタの等価回路を示す説明図、第５図は
入出力側に夫々ラインフィルタと接続された従来のイン
バータ装置の構成を示す説明図、第６図は従来のインバ
ータ装置の構成を示す説明図、第７図は高次高調波につ
いての、第６図の構成の等価回路を示す説明図である。 図において。 １０１−一金属製筐体 １０２−回路基板１０３
−一交直コンバータ １０４−インバータ本体 １０５Ｒ，１０５３，１０５Ｔ−入力端導線１０６Ｕ、
１０６Ｖ、１０６Ｗ−・−出力側導線１０７．１０８−
分路コンデンサ回路網１０９Ｒ，１０９Ｓ、１０９Ｔ 入力端ノーマルモードチョークコイル １１０Ｕ、ｌｌ０Ｖ、ｌｌ０Ｗ 出力側ノーマルモードチョークコイル なお５図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 同一の金属筺体内に収納された交直変換手段及び直交変
換手段と、前記両手段よりの電磁波雑音の漏洩を阻止す
るフィルタ手段とから構成されるインバータ装置におい
て、 前記フィルタ手段は入力側及び出力側の各導線間及び各
導線−筐体間に夫々接続された分路コンデンサ群及び各
導線と直列に夫々接続されたチョークコイル群の縦続接
続を要素とする少なくとも一段の梯子型回路として構成
され、且つ前記交直変換手段及び直交変換手段の至近の
位置に配置されていることを特徴とするインバータ装置
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1283697A JP2719012B2 (ja) | 1989-10-31 | 1989-10-31 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1283697A JP2719012B2 (ja) | 1989-10-31 | 1989-10-31 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03145929A true JPH03145929A (ja) | 1991-06-21 |
| JP2719012B2 JP2719012B2 (ja) | 1998-02-25 |
Family
ID=17668909
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1283697A Expired - Fee Related JP2719012B2 (ja) | 1989-10-31 | 1989-10-31 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2719012B2 (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003164112A (ja) * | 2001-11-20 | 2003-06-06 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ付きモータ |
| CN101557112A (zh) * | 2008-04-08 | 2009-10-14 | 刘金岭 | 电力滤波补偿节能设备用控制装置 |
| WO2012165104A1 (ja) * | 2011-05-31 | 2012-12-06 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2012165103A1 (ja) * | 2011-05-31 | 2012-12-06 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
| US9425701B2 (en) | 2011-05-31 | 2016-08-23 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power conversion device |
| US9641092B2 (en) | 2011-05-31 | 2017-05-02 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power converter |
| US9755535B2 (en) | 2011-05-31 | 2017-09-05 | Nissan Motor Co., Ltd. | Three phase to single phase power conversion device with reduced wiring between condensers and switches |
| US10033290B2 (en) | 2011-05-31 | 2018-07-24 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power conversion device |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6177409A (ja) * | 1984-09-21 | 1986-04-21 | Sharp Corp | ノイズフイルタ |
| JPH01117663A (ja) * | 1987-10-30 | 1989-05-10 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ装置用ノイズフィルタ |
| JPH01270795A (ja) * | 1988-04-22 | 1989-10-30 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機駆動装置 |
-
1989
- 1989-10-31 JP JP1283697A patent/JP2719012B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JP2012253856A (ja) * | 2011-05-31 | 2012-12-20 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置 |
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| US9425701B2 (en) | 2011-05-31 | 2016-08-23 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power conversion device |
| US9490721B2 (en) | 2011-05-31 | 2016-11-08 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power conversion device |
| US9641092B2 (en) | 2011-05-31 | 2017-05-02 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power converter |
| US9755535B2 (en) | 2011-05-31 | 2017-09-05 | Nissan Motor Co., Ltd. | Three phase to single phase power conversion device with reduced wiring between condensers and switches |
| US10033290B2 (en) | 2011-05-31 | 2018-07-24 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power conversion device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2719012B2 (ja) | 1998-02-25 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |