JPH03155370A - 電力変換器の突入電流抑制回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、無停電電源装置に使われる可変電圧昇圧形コ
ンバータや、交流負荷側から誘起電圧が加わることがあ
るモータコントロール用の可変電圧形インバータの始動
時や、復電時（停電の終了時）に人力する突入電流を防
止する突入電流抑制回路に関するものである。

［従来技術とその問題点〕 従来、ＰＷＭまたはＰＡＭの制御によりＡＣ→ＤＣ変換
またはＤＣ−ＡＣ変換を行なう回路においてはその始動
時、直流母線に接続されている大容量コンデンサに流れ
こむ（または流れ出す）大電流の抑制が回路技術の重要
な課題となっている。

突入電流には２種類あり、その一つはＡＣラインを電源
（または交流負荷）に接続した瞬間、流れる電流（初期
突入電流と呼ぶ）であり、もう一つは、交流ライン接続
後の制御開始時に流れる電流（始動時電流と呼ぶ）であ
る。

一般に、コンバータ回路として考えられるダイオードブ
リンジ整流回路やサイリスクブリッジ整流回路において
は、ダイオードブリッジに限流抵入電流の問題は解消さ
れ、広く実用化されている。

一方、これらのブリッジ回路には、その直流出力電圧は
、インバータによる再度の交流への変換で交流電源電圧
と同じ電圧を作ろうとしても、電圧レヘルが足りず、そ
のままでは、無停電電源装置に使えないという本質問題
があるが、これについても、装置内に直流電圧昇圧回路
あるいは、出力昇圧トランスを置くなどの対策がとられ
ていた。

しかしながら、昇圧機器内蔵の装置は回路構成が複雑と
なり、装置が大きくなっていた。

近年ＡＣ−＋ＤＣ変換を行いながら、同時に人力交流電
圧のピーク値以上の直流が得られる昇圧形コンバータが
実用化され始めた。

この新しい方式の実用化の過程で、突入電流問題も再検
討され、その結果、初期突入電流については従来技術で
解決された。しかし、始動時電流については、問題を残
している状況である。

本発明は、昇圧形コンバータにおける始動時電流の問題
や、同し問題を含んでいる同期電動機駆動用のインバー
タ装置の電流抑制の問題について述べるものである。

従来技術の説明にあたり、バッテリチャージャ兼用のＰ
ＷＭ制御をしている昇圧形コンバータ回路を例にとりそ
の動作を説明する。

第４図は従来の過電流保護回路により電流抑制をするも
のを示し、第５図は従来の電流マイナルプによる電流抑
制をするものを示すものである。

第４図において、１は三和純ブリッジのパワトランジス
タで代表される６個のパワースイッチング素子で、フリ
ーホイルダイオードを内蔵しており、理想的スイッチン
グ動作をするものとする。

２はバッテリ、３は直流高電圧を、絶縁と制御レベルの
変換をするアイソレータ、４は三相各相の電流を検出す
る３個のＣＴ、５は三個の交流リアクトル、６は三個の
トランスで、三相電源の電圧と位相を検出する。

７は、トランス６の３相検出信号を人力とし、振巾は一
度で位相は入力と一致している正弦波を出力とする３相
正弦波発振器、８は、ＣＴ４による検出電流を三相全波
整流し直流電圧に変える検出器、９は過電流を検出する
ためのコンパレータで、検出器８からの入力端子（図中
、（−）で図示）の電圧が、設定電圧入力端子（図中（
＋）で図示）より、低い場合は、出力がハイレベル状態
になっており、逆の場合は出力がローレベルになる。

１０は、アナログ自動制御用のオペアンプで、出力電圧
のリミッタがついている。１１は、３個のアナログ乗算
器であり、３相正弦波発振器７からの３相信号の振巾が
、オペアンプ１０の出力により３相同時に可変され出力
される。１２は三角波波形発振器であり、周波数は電源
より充分高い。１３は３個のコンパレータであり、アナ
ログ乗算器１１からの３相出力信号を三角波波形発振器
１２の発振信号と比較して、ディジタル出力として出力
する。

なお、出力はインバータ出力とノンインバータ出力の２
出力を備えており、コンパレータ１３全体の出力は６個
である。

１４は６個の３人力アンド回路であり、絶縁された出力
を出し、３人力アンド回路１４の出力と、パワースイッ
チング素子ｌの接続については、トランス６の３人力（
Ｒ，Ｓ、Ｔ相）のそれぞれに対応した３人力アンド回路
１４の出力が、パワースイッチング素子１のＲ，Ｓ、Ｔ
相の各トランジスタのベースに接続された構成になって
おり、この対応は周知の回路であるので、説明の簡素化
のため、省略する。

先ず第４図に示す回路の動作について説明すれば次の通
りである。

初期突入電流の問題はこの場合解決ずみであることを、
先ず記す。

三相電源電圧が加えられる前は、運転／停止のスイッチ
ＳＷがローレベル側に切替えられているので、パワース
イッチング素子１のベース信号はローレベルになってお
り、またバッテリ２の直流電圧によりパワースイッチン
グ素子内蔵のフリーホイルダイオードは逆バイアスされ
ている。

昇圧形コンバータであるので、バッテリ２の直流電圧は
３相電源線間電圧のピーク値以上に設定されており、こ
の状態で３相電源電圧が印加されてもパワースイッチン
グ素子１はカットオフの状態を維持しているので電流は
流れない。

次に、スイッチＳＷをハイレベル側に切替えて運転状態
にすると、オペアンプｌＯは可変抵抗器で設定された電
圧とバッテリの検出電圧との差分を増申し、アナログ乗
算器１１はオペアンプ１０の出力に見合った３相の信号
を出力し、コンパレータ１３により、上記差分電圧に見
合ったＰＷＭ比のＰＷＭ信号が作られ、パワースイッチ
ング素子ｌはＰＷＭ動作を始める。

この時、パワースイッチング素子１が７ｔｌ　、、テリ
の直流電圧をＰＷＭすることにより、電源に対して発生
する電圧の電源周波数成分（基本波成分：ＶＡと呼ぶ）
が電源電圧の振巾と等しければ、入力電流の基本波成分
はゼロとなるが、バッテリや電源の電圧変動により、一
般にはＶＡは電源電圧とは等しくなく、始動時電流が流
れる。

装置の定格以上の過電流が流れた場合には、過電流をＣ
Ｔ４と検出器８で検出し、コンパレータ９の出力がハイ
レベルからローレベルに変わり、パワースイッチング素
子１をカットオフ状態にし、電流を遮断する。そして電
流が減少すれば、自動的に再復帰する。

これを繰り返すことにより、規定以上の電流を流すこと
なく設定に見合ったレベルまでバッテリを充電出来る。

次に第５図に示す従来回路について説明すると、この回
路は、第４９図に示す回路とは、電流制御用のオペアン
プ１５を追加し、検出器８とコンバレタ９を除去し、３
入力アンド回路１４に替えて２入力アンド回路１６を使
用した点が異なっている。

回路動作は、第４図の回路が過電流リミッタのレベルま
で入力電流が到達してしまうのに比べ、第５図の回路で
は電流が増加する過程で電流ルプにより電流をより速く
抑制して始動時電流を少なくするよう動作する。

以上述べた従来の二つの回路においては、電流が流れた
ことを検出した後、電流抑制の動作をするので、始動時
電流が流れる現象は残っている。

すなわち第４図の回路では、過電流保護レベルの大電流
が流れる場合があり、第５図の回路では、オペアンプ１
０のリミッタレベルの電流が流れる場合がある。

このような大きな始動時電流は、電源容量にコンバータ
定格に対する余裕がない時、電源擾乱のもとになり、コ
ンバータ自身の制御を乱すばかりでなく、同一電源系列
にある他の機器へ悪影響を与え、問題となる実用化の段
階では始動時電流を考慮したマージンをとるため、コン
バータ装置や電源容量の限界設計ができずコスト面で割
高となる。

本発明はこのような事情に鑑みてなされたもので、大き
な始動時電流を抑制できる始動時電流抑制回路を提供す
ることを目的とするものである。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は上記の課題を解決するため、電圧制御信号によ
り、交流側電圧のピーク値以上の直流電圧で動作する可
変電圧昇圧形コンバータ、または、可変電圧電圧形イン
バータにおいて、入出力電圧の電圧検出器と、直流母線
電圧をその装置の電圧制御により交流に変換した時の交
流電圧が、外から加えられる電源（または、交流負荷誘
起電圧）の電圧値に等しくなるような変換比で電圧制御
をするための電圧指令信号を上記電圧検出器の出力から
算出する演算器と、前記演算器の出力と装置の制＜１１
目標の電圧値に制御するための電圧制御信号Ｙを一定期
間オーバラップさせながら徐々に切替えるアナログスイ
ッチとを設け、始動時には前記演算器の出力をアナログ
スイ・ンチにより選択して電圧制御を行ない、徐々に本
来の電圧ｍｌ　＜Ｂ信号Ｙに切替え、最終的には電圧制
御信号Ｙで電圧制御を行なうように構成したものである
。

［実施例］ 第１図は本発明の実施例を示すもので、第４図と同一部
分は同一符号で表わし、第４図に示す従来回路と相違す
る点は、３相交流電圧信号を全波整流すると共に平滑し
て電ｒＪ、電圧のレベルｅｉｎを検出する３相電圧検出
器２１と、前記ｅｉｎを他の入力信号ｅｄｃで除し定数
倍するアナログ除算２Ｍ　（出力−４Ｆ丁／　ｒｔ　　
・ｅｉ　ｎ／ｅｄ　ｃ）　２２と、切替え用信号により
、どちらかの入力を選択する２人力のアナログスイッチ
２３とを追加し、検出器８とコンパレータ９を除去する
と共に３入力アンド回路の代りに２入力アンド回路１６
を使用した点である。

なお、アナログスイッチ２３は、第２図に示すように構
成されたもので、切替わり時に設定された期間だけ第３
図に示すようにオーバラップして出力されることを特長
としている。

第２図中、２３Ｌ２３２はアナログ乗算器、２３３はス
タート信号Ｃがハイレベルになると、出力りが時間と共
に増し、内部設定時間Ｔの後レベルｅに到達するソフト
スタート回路である。リセット時も同様である。

なお、１＜０の時出力Ｄ＝０．Ｏ≦Ｌ≦Ｔの時は出力Ｄ
＝ｅ−ｔ／Ｔ、Ｔ＜ｔの時は出力Ｄ＝ｅとなり、この出
力りにより乗算器２３１　、２３２の出力が変化する。

レベルｅを正規化してｅ＝１とするとき、アナログスイ
ッチ２３の出力Ｘは、２人力Ａ、Ｂのレベルａ、ｂに対
し、下式のようになる。この様子を第３図に示している
。

１＜００とき　　　ｘ＝ｂ Ｏ≦Ｌ≦Ｔのとき　ｘ　＝　ａ−ｔ　／Ｔ　＋　ｂ　（
１−ｔ／Ｔ）置のとき　　　ｘ’＝ａ 次に第１図に示す実施例の動作について説明する。

今、電源の電圧をｅｉｎとすると、３相電圧検出器２１
の出力比圧ｅｉｎは ｅｉｎ＝（３１１／π）・Ｅｉｎ・・・・・・（１）バ
ッテリの電圧をｅｄｃとするとアナログ除算器２２の出
力は ２２の出力＝　（４，１’ゴ／ｚ）　　・ｅｉｎ　／ｅ
ｄｃ・ＨＨ＋　（２）運転開始前には運転スイッチＳＷ
がローレベルでありアナログスイッチ２３の出力はアナ
ログ除算器２２の出力と同一レベルであるので、（２）
式より２３の出力＝　（４７ゴ／π）・（ｅｉｎ／ｅｄ
ｃ）・・・・（３）この時のＰＷＭ変調率Ｋ（Ｋ−被変
調正弦波信号のピーク値１変調用三角波のピーク値）は
、三角波波形発振器１２の三角波ピーク値を正規化して
１とすると に＝２３の出力・・・・（４） （４）　（１）、（２）、（３）、（４）弐よりに＝（
２−’Ｔ　／−／ｍ）　・（ｇｉｎ／　ｅｄ　ｃ　）　
　−・・・（５）運転開始した時点においては、アナロ
グスイッチ２３の出力はまだ変化していないので、Ｋは
（５）式％式％ 一方、パワースイッチング素子ｌがバッテリ２の直流電
圧をＰＷＭすることにより電源に対して発生する電圧の
電源周波数成分ＶＡは ＶＡ＝Ｋ　−（Ｊ’Ｎ／２　、／Ｆ）−ｅｄ　Ｃ・・・
・（６）であることが知られている。

（５）、（６）式よりＶＡは Ｖ　Ａ＝ｅｉ　ｎ　”・−・（７） となる。電源電圧とコンバータ発生電圧が等しいため、
電源からの電流は基本波成分は流れず、変調波成分が僅
か流れる程度となる。

この無電流始動は電源電圧やバッテリ電圧の変動に影響
されず実現される。

また０＜１においては、アナログスイッチ２３の出力が
徐々にオペアンプ１０の出力に移行するので、その移行
速度を、電圧制御ループの応答速度に対し、あらかじめ
、充分遅く設定しておけば電源擾乱をひきおこすことな
く、滑らかにバッテリ電圧制御に移行できる。そうして
、最終的には設定に見合ったレベルまでバッテリを充電
するようになる。

〔発明の効果〕

以上述べたように、本発明によれば、昇圧形ＡＣ→ＤＣ
コンバータにおいて発生していた始動時の大電流を、原
理的にゼロにすることが出来る。

この結果、電源擾乱が少なくなるので制御が安定し、パ
ワスイッチング素子などの負担が減るので信頼性が向上
する。

またコンバータ自身の限界設計およびシステムの限界設
計が可能となりコストダウンができるなどの効果がある
。

第１図の回路は、外部から直流電圧を上げていくと自動
的にエネルギーを交流側に返すので、モタコントローラ
のモータの回転エネルギーを電源に回生ずる電源回性用
コンパ〜りにも適用でき、その場合前述と同じ効果が得
られる。

また、第１図の３相交流入カラインを負荷用交流電動機
に接結し、直流側エネルギーでモータを運転できるよう
にすることにより、［惰性で回転している間期電動機に
通電することのあるインバタＪの通電開始時の電流ショ
ック解消に効果があり、この場合、トルクショックの解
消にも効果がある事は言うまでもない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例のブロック図、第２図はアナロ
グスイッチの詳細を示すブロック図、第３図はアナログ
スイッチの特性図、第４図及び第５図はそれぞれ従来回
路のブロック図である。 ■・・・パワースイッチング素子 ２　・　・ ３　・　・ ４　・　・ ５　・　・ ６　・　・ ７　・　・ ８　・　・ ９　・　・ １０・　・ １１・　・ １２・　・ １３・　・ １４・　・ １５・　・ １６・　・ ２１・　・ ２２・　・ ２３・　・ ２３１．２３２・　・ ２３３−　・ ・バッテリ ・アイソレータ ・ＣＴ ・交流リアクトル ・トランス ・３相正弦波発振器 ・検出器 ・コンパレータ ・オペアンプ ・アナログ乗算器 ・三角波波形発振器 ・コンパレータ ・３人力アンド回路 ・電流アンプ ・２人力アンド回路 ・３相電圧検出器 ・アナログ除算器 ・アナログスイッチ ・アナログ乗算器 ・ソフトスタート回路 （自発） 平１戊２年

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 　電圧制御信号により、交流側電圧のピーク値以上の直
   流電圧で動作する可変電圧昇圧形コンバータ、または、
   可変電圧電圧形インバータにおいて、入出力電圧の電圧
   検出器と、直流母線の電圧をその装置の電圧制御により
   交流に変換した時の交流電圧が、外から加えられる電源
   （または、交流負荷誘起電圧）の電圧値に等しくなるよ
   うな変換比で電圧制御をするための電圧指令信号値を上
   記電圧検出器の出力から算出する演算器と、前記演算器
   の出力と装置の制御目標の電圧値に制御するための電圧
   制御信号Ｙを一定期間オーバラップさせながら徐々に切
   替えるアナログスイッチとを設け、始動時には前記演算
   器の出力をアナログスイッチにより選択して電圧制御を
   行ない、徐々に、本来の電圧制御信号Ｙに切替え、最終
   的には電圧制御信号Ｙで電圧制御を行なうよう構成した
   ことを特徴とする電力変換器の突入電流抑制回路。