JPH0316451A - バースト検出装置 - Google Patents
バースト検出装置Info
- Publication number
- JPH0316451A JPH0316451A JP1152623A JP15262389A JPH0316451A JP H0316451 A JPH0316451 A JP H0316451A JP 1152623 A JP1152623 A JP 1152623A JP 15262389 A JP15262389 A JP 15262389A JP H0316451 A JPH0316451 A JP H0316451A
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- Japan
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- modulation
- signal
- burst
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本Ｑ明は、ＴＤＭＡパケット通信システムやバースト状
の音声あるいは、データ信号を扱うディジタル信号シス
テムに於いて、これらバースト信号を復調に先立って、
バースト信号到来を検出する奇数サンプル系゛列データ
と偶数サンプル系列デー必要があり、このバースト信号
検出を有効に行うバースト信号復調装置に関する。
の音声あるいは、データ信号を扱うディジタル信号シス
テムに於いて、これらバースト信号を復調に先立って、
バースト信号到来を検出する奇数サンプル系゛列データ
と偶数サンプル系列デー必要があり、このバースト信号
検出を有効に行うバースト信号復調装置に関する。
（従来の技術）
従来より、バースト状ＡＰＳＫ変調信号を復調する手段
として、位相同期ループ（ＰＬＬ）が広く用いられてき
た。この場合、各バースト毎にキャリア位相を短時間で
再生する必要があり、この同期時間を短縮する目的で、
各バーストの先頭部にプリアンブルとして無変調信号を
付加するのが普通である。また、バースト到来的時にあ
らがじめ定められたＰＬＬ制御フロー起動するタイミン
グを得るために、バースト信号到来を無変調信号がら検
出する手段か必要となる。従来のパース検出装置を第２
図に示し、以下にその動作を図面を参照して簡単に説明
する。なお、本明細書において、図中で太線は直交信号
（複素信号）、細線は実数信号を示している。
として、位相同期ループ（ＰＬＬ）が広く用いられてき
た。この場合、各バースト毎にキャリア位相を短時間で
再生する必要があり、この同期時間を短縮する目的で、
各バーストの先頭部にプリアンブルとして無変調信号を
付加するのが普通である。また、バースト到来的時にあ
らがじめ定められたＰＬＬ制御フロー起動するタイミン
グを得るために、バースト信号到来を無変調信号がら検
出する手段か必要となる。従来のパース検出装置を第２
図に示し、以下にその動作を図面を参照して簡単に説明
する。なお、本明細書において、図中で太線は直交信号
（複素信号）、細線は実数信号を示している。
無変調信号をデータ先頭部にブリアンプルとして付加し
たパース｝ ＡＰＳＫ変調信号は、一旦、固宛周波数の
発振器にて基底帯域へ周波数変換され、相直交する２チ
ャネンルのアナログ信号となる。
たパース｝ ＡＰＳＫ変調信号は、一旦、固宛周波数の
発振器にて基底帯域へ周波数変換され、相直交する２チ
ャネンルのアナログ信号となる。
各々はアナログｌディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１２によ
り変調クロックのＮ倍（Ｎ〉０の整数）のクロックにて
標本化され、各標本化ビッ｝ｎ（ｎ＞Ｏの整数）がらな
るディジタル時系列データへ変換される。その出力は第
１のローパスフィルタ１３により、Ｓ／Ｎが改善された
後、エンベローブ検出手段１４により絶対値が計算され
る。エンベロープ検出手段１４に人力サレる信号の直交
成分を各々■、Ｑとするとエンベロープｐは次式により
計算される。
り変調クロックのＮ倍（Ｎ〉０の整数）のクロックにて
標本化され、各標本化ビッ｝ｎ（ｎ＞Ｏの整数）がらな
るディジタル時系列データへ変換される。その出力は第
１のローパスフィルタ１３により、Ｓ／Ｎが改善された
後、エンベローブ検出手段１４により絶対値が計算され
る。エンベロープ検出手段１４に人力サレる信号の直交
成分を各々■、Ｑとするとエンベロープｐは次式により
計算される。
ｐ＝≠ワＪ（１）
また、（１）式の平方根の計算は実際に実現する上では
困難であり、通常よく電力ｐを検出値として評価するこ
とがある。あるいは、（１）式の近似として次式もよく
用いられる。
困難であり、通常よく電力ｐを検出値として評価するこ
とがある。あるいは、（１）式の近似として次式もよく
用いられる。
ｐ ＝ ｔＩＩ ＋ＩＱＩ／２ （Ｉ≧Ｑ）＋
Ｉ＋／２ ＋ ＩＱＩ （Ｉ ＜ Ｑ）
（２）この様に検出されたエンベローブ値は
第２のローパスフィルタ１５に入力され、信号分散が改
善される。その出力は比較手段１６で検出しきい値と比
較され、それを越えた時、バースト信号検出と判断され
る。
Ｉ＋／２ ＋ ＩＱＩ （Ｉ ＜ Ｑ）
（２）この様に検出されたエンベローブ値は
第２のローパスフィルタ１５に入力され、信号分散が改
善される。その出力は比較手段１６で検出しきい値と比
較され、それを越えた時、バースト信号検出と判断され
る。
（発明が解決しようとする課題）
以上が従来のバースト検出装置の概要である。
この装置か検出可能なバースト信号はデータ先頭部に無
変調信号のブリアンプルを付加したものであり、何らか
の変調がかがった信号、例えば、０■変調信号に対して
は検出機能を果たさながった。
変調信号のブリアンプルを付加したものであり、何らか
の変調がかがった信号、例えば、０■変調信号に対して
は検出機能を果たさながった。
また、最近パート状ＡＰＳＫ変調信号のキャリア同期に
無変調信号を要せず０ｎ変調しんごうを用いる復調装置
が提案された。よってブリアンプルとしてデータ先頭ぶ
に０ｎ変調信号のみを付加したバースト信号の到来を検
出する手段が必要となった。本発明の目的は、０ｎ変調
信号のプリアンブルよりバースト信号検出゛を行なうバ
ースト検出装置を提供することにある。
無変調信号を要せず０ｎ変調しんごうを用いる復調装置
が提案された。よってブリアンプルとしてデータ先頭ぶ
に０ｎ変調信号のみを付加したバースト信号の到来を検
出する手段が必要となった。本発明の目的は、０ｎ変調
信号のプリアンブルよりバースト信号検出゛を行なうバ
ースト検出装置を提供することにある。
（課題を解決するための手段）
本発明のバースト検出装置は、０ｎ変調信号をデータ先
頭部にプリアンブルとして付加したバースト状振幅位相
偏移（ＡＰＳＫ）変調信号を固定周波数の発振器にて基
底帯域へ周波数変換した相直交する２チャンネルのアナ
ログ信号を受け、各々を変調クロックのＮ倍（Ｎ＞０の
整数）の高速クロックにて標本化し、各標本値を量子化
ビッ｝ｎ（ｎ＞０の整数）からなるディジタル時系列デ
ータへ変換するアナログｌディジタル（Ａ／Ｄ）変換器
と、前記んつ変換器の出力を受け、入力データに対し変
調周期毎にＮサンプル単位で１と−１を交互に乗する逆
変調手段と、前記逆変調手段の出力を受け、変調周期サ
ンプルデータ２点を抽出し、その出力を奇数サンプル系
列データと偶数サンプル系列データとに分配するサンブ
ラと、前記サンブラの出力である奇数サンプル系列デー
タと偶数サンプル系列データの各々を第１及び、第２の
信号対雑音電力比（Ｓ／Ｎ）を改善する第１及び、第２
のローパスフィルタと、前記第１及び、第２のローパス
フィルタの各々の出力を第１及び、第２の絶対値を計算
する第１及び、第２のエンベローブ検出手段と、前記第
１及び、第２のエンベローブ検出手段の出力を第１及び
、第２の信号分散を改善する第３及び、第４のローパス
フィルタと、前記第３及び、第４のローパスフィルタの
出力を第１及び、第２の絶対値を計算する第３のエンベ
ロープ検出手段と、前記エンベローブ検出手段の出力を
受け、検出閾値と比較しバースト信号の到来を検出する
比較手段とを備えている。
頭部にプリアンブルとして付加したバースト状振幅位相
偏移（ＡＰＳＫ）変調信号を固定周波数の発振器にて基
底帯域へ周波数変換した相直交する２チャンネルのアナ
ログ信号を受け、各々を変調クロックのＮ倍（Ｎ＞０の
整数）の高速クロックにて標本化し、各標本値を量子化
ビッ｝ｎ（ｎ＞０の整数）からなるディジタル時系列デ
ータへ変換するアナログｌディジタル（Ａ／Ｄ）変換器
と、前記んつ変換器の出力を受け、入力データに対し変
調周期毎にＮサンプル単位で１と−１を交互に乗する逆
変調手段と、前記逆変調手段の出力を受け、変調周期サ
ンプルデータ２点を抽出し、その出力を奇数サンプル系
列データと偶数サンプル系列データとに分配するサンブ
ラと、前記サンブラの出力である奇数サンプル系列デー
タと偶数サンプル系列データの各々を第１及び、第２の
信号対雑音電力比（Ｓ／Ｎ）を改善する第１及び、第２
のローパスフィルタと、前記第１及び、第２のローパス
フィルタの各々の出力を第１及び、第２の絶対値を計算
する第１及び、第２のエンベローブ検出手段と、前記第
１及び、第２のエンベローブ検出手段の出力を第１及び
、第２の信号分散を改善する第３及び、第４のローパス
フィルタと、前記第３及び、第４のローパスフィルタの
出力を第１及び、第２の絶対値を計算する第３のエンベ
ロープ検出手段と、前記エンベローブ検出手段の出力を
受け、検出閾値と比較しバースト信号の到来を検出する
比較手段とを備えている。
（実施例）
次に本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例を示す図である。図中で太線
は直交信号（または複素信号）、細線は実数信号を示す
。
は直交信号（または複素信号）、細線は実数信号を示す
。
まず第１図に示すバースト信号復調装置には、０ｎ変調
信号をデータ先頭部にプリアンブルとして付加したバー
スト状ＡＰＳＫ変調信号が到来する。この信号は、一旦
、固定周波数の発振器にて基底帯域へ周波数変換され相
直交する２チャンネルのアナログ信号となる。Ａ／Ｄ変
換器１は、各々を変調クロックのＮ倍（Ｎ〉０の整数）
の高速クロックにて標本化し、各標本値を量子化ビッ｝
ｎ（ｎ＞０の整数）からなるディジタル時系列データへ
変換する。その出力を受け、逆変調手段２は変調周期毎
にＮサンフル単位で１と−１を交互に乗する動作をする
。この時点では、依然ビット周期は確立しておらず入力
データに対してＮサンプルごとに乗数１と−１を切り替
えるタイミングは不定である。この出力を受け、サンブ
ラ３は、変調周期毎のＮサンプルデータから２分の１変
調周期のサンプルデータ２点を抽出し、その出力を奇数
サンプル系列データＳ，（２ｅ−１）（６ ＝１． ２
， ３，．．．）と偶数サンプル系列データＳｄ（２ａ
（ｅ：１， ２， ３， ・”）とに分配する。データ
Ｓｄ（２ｅ−１）と８，＜２ｅ）（７）各々は、第１及
び、第２のローパスフィルタ４、５に入力されＳ／Ｎが
改善される。各々の出力は、第１及び、第２のエンベロ
ープ検出手段６、７で絶対値が計算され、再度第３及び
、第４のローパスフィルタ８、９に入力され信号分散が
改善される。第３及び、第４のローパスフィルタ８、９
の出力データを３，（２ｅ−１）（ｐ ＝１．２，３，
・・・）とＳ，Ｃ２ｅ）Ｃｅ ＝ ｉ， ２， ３，・
・・）とすると第３のエンベローブ検出手段ｌＯは、デ
ータＳｄＣ２ｅ−１）とＳ，Ｃ２ｅ）とから絶対値を計
算する。
信号をデータ先頭部にプリアンブルとして付加したバー
スト状ＡＰＳＫ変調信号が到来する。この信号は、一旦
、固定周波数の発振器にて基底帯域へ周波数変換され相
直交する２チャンネルのアナログ信号となる。Ａ／Ｄ変
換器１は、各々を変調クロックのＮ倍（Ｎ〉０の整数）
の高速クロックにて標本化し、各標本値を量子化ビッ｝
ｎ（ｎ＞０の整数）からなるディジタル時系列データへ
変換する。その出力を受け、逆変調手段２は変調周期毎
にＮサンフル単位で１と−１を交互に乗する動作をする
。この時点では、依然ビット周期は確立しておらず入力
データに対してＮサンプルごとに乗数１と−１を切り替
えるタイミングは不定である。この出力を受け、サンブ
ラ３は、変調周期毎のＮサンプルデータから２分の１変
調周期のサンプルデータ２点を抽出し、その出力を奇数
サンプル系列データＳ，（２ｅ−１）（６ ＝１． ２
， ３，．．．）と偶数サンプル系列データＳｄ（２ａ
（ｅ：１， ２， ３， ・”）とに分配する。データ
Ｓｄ（２ｅ−１）と８，＜２ｅ）（７）各々は、第１及
び、第２のローパスフィルタ４、５に入力されＳ／Ｎが
改善される。各々の出力は、第１及び、第２のエンベロ
ープ検出手段６、７で絶対値が計算され、再度第３及び
、第４のローパスフィルタ８、９に入力され信号分散が
改善される。第３及び、第４のローパスフィルタ８、９
の出力データを３，（２ｅ−１）（ｐ ＝１．２，３，
・・・）とＳ，Ｃ２ｅ）Ｃｅ ＝ ｉ， ２， ３，・
・・）とすると第３のエンベローブ検出手段ｌＯは、デ
ータＳｄＣ２ｅ−１）とＳ，Ｃ２ｅ）とから絶対値を計
算する。
第３図は、無雑音時のアナログ入力信号エンベローブに
対するサンプルデータＳｄ（２ｅ−１）とＳ，Ｃ２ｅ）
を示しているが、各々のサンプルタイミングＴ２ｅ−１
とＴ２ｅはビットタイミングに同期していないたや、い
ずれのサンプルも最犬のエンベローブ値を示すとは限ら
ない。エンベロープ検出値を最大かつ一定にするため、
変調周期１シンボル間のエンベローブ波形が正弦波の半
周期波形に近似している点に注目し、サンプルデータＳ
，（２ｅ−１）と８，（２ｅ）を相直交する信号と仮定
して絶対値を計算する事により、常に信号点のエンベロ
ープ値と同様の出力が得られる。比較手段１６は第３の
エンベロープ検出手段１０の出力と検出しきい値とを比
較し、それを越えた時、バースト信号検出と判断する。
対するサンプルデータＳｄ（２ｅ−１）とＳ，Ｃ２ｅ）
を示しているが、各々のサンプルタイミングＴ２ｅ−１
とＴ２ｅはビットタイミングに同期していないたや、い
ずれのサンプルも最犬のエンベローブ値を示すとは限ら
ない。エンベロープ検出値を最大かつ一定にするため、
変調周期１シンボル間のエンベローブ波形が正弦波の半
周期波形に近似している点に注目し、サンプルデータＳ
，（２ｅ−１）と８，（２ｅ）を相直交する信号と仮定
して絶対値を計算する事により、常に信号点のエンベロ
ープ値と同様の出力が得られる。比較手段１６は第３の
エンベロープ検出手段１０の出力と検出しきい値とを比
較し、それを越えた時、バースト信号検出と判断する。
以上が本発明によるバースト検出装置であるが第１図で
逆変調手段２をサンプラ３の後に置きサンプラ３が分配
した２系列のサンプルデータを各々逆変調する構或も当
然考えられ、本質できには第１図と変わりない。
逆変調手段２をサンプラ３の後に置きサンプラ３が分配
した２系列のサンプルデータを各々逆変調する構或も当
然考えられ、本質できには第１図と変わりない。
（発明の効果）
以上説明したように本発明では、従来のバースト検出装
置では不可能であった０ｎ変調プリアンブルをもつバー
スト信号の到来を検出でき、また、全ディジタル的であ
るため、無調整かつＩＣ化が容易でディジタル信号処理
プロセッサ（ＤＳＰ）を用いたソフトウエア処理も行え
る等の効果が期待できる
置では不可能であった０ｎ変調プリアンブルをもつバー
スト信号の到来を検出でき、また、全ディジタル的であ
るため、無調整かつＩＣ化が容易でディジタル信号処理
プロセッサ（ＤＳＰ）を用いたソフトウエア処理も行え
る等の効果が期待できる
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
従来技術を説明するための図、第３図は本発明の動作を
説明するための図である。 図において、１・・・ん０変換器、２・・・逆変調手段
、３・・・サンブラ、４， ５， ８， ９， １３，
１５・・・ローパスフィルタ、６，７， １０， １
４・・・エンベロープ検出手段、１１． １６・・・比
較手段。
従来技術を説明するための図、第３図は本発明の動作を
説明するための図である。 図において、１・・・ん０変換器、２・・・逆変調手段
、３・・・サンブラ、４， ５， ８， ９， １３，
１５・・・ローパスフィルタ、６，７， １０， １
４・・・エンベロープ検出手段、１１． １６・・・比
較手段。
Claims (1)
- ０ｎ変調信号をデータ先頭部にプリアンブルとして付
加したバースト状振幅位相偏移（ＡＰＳＫ）変調信号を
固定周波数の発振器にて基底帯域へ周波数変換した相直
交する２チャンネルのアナログ信号を受け、各々を変調
クロックのＮ倍（Ｎ＞０の整数）の高速クロックにて標
本化し、各標本値を量子化ビットｎ（ｎ＞０の整数）か
らなるディジタル時系列データへ変換するアナログ／デ
ィジタル（Ａ／Ｄ）変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力
を受け、入力データに対し変調周期毎にＮサンプル単位
で１と−１を交互に乗する逆変調手段と、前記逆変調手
段の出力を受け、変調周期サンプルデータ２点を抽出し
、その出力を奇数サンプル系列データと偶数サンプル系
列データとに分配するサンプラと、前記サンプラの出力
である奇数サンプル系列データと偶数サンプル系列デー
タの各々を受け、その信号対雑音電力比（Ｓ／Ｎ）を改
善する第１及び、第２のローパスフィルタと、前記第１
及び、第２のローパスフィルタの各々の出力を受け、そ
の絶対値を計算する第１及び、第２のエンベロープ検出
手段と、前記第１及び、第２のエンベロープ検出手段の
出力を受け、その信号分散を改善する第３及び、第４の
ローパスフィルタと、前記第３及び、第４のローパスフ
ィルタの出力を受け、その絶対値を計算する第３のエン
ベロープ検出手段と、前記エンベロープ検出手段の出力
を受け、検出閾値と比較しバースト信号の到来を検出す
る比較手段とを備えたことを特徴とするバースト検出装
置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1152623A JPH0732408B2 (ja) | 1989-06-14 | 1989-06-14 | バースト検出装置 |
| US07/537,354 US5170415A (en) | 1989-06-14 | 1990-06-13 | Burst demodulator for establishing carrier and clock timing from a sequence of alternating symbols |
| CA002018855A CA2018855C (en) | 1989-06-14 | 1990-06-13 | Burst demodulator for establishing carrier and clock timing from a sequence of alternating symbols |
| AU57165/90A AU624251B2 (en) | 1989-06-14 | 1990-06-14 | Burst demodulator for establishing carrier and clock timing from a sequence of alternating symbols |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1152623A JPH0732408B2 (ja) | 1989-06-14 | 1989-06-14 | バースト検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0316451A true JPH0316451A (ja) | 1991-01-24 |
| JPH0732408B2 JPH0732408B2 (ja) | 1995-04-10 |
Family
ID=15544426
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1152623A Expired - Fee Related JPH0732408B2 (ja) | 1989-06-14 | 1989-06-14 | バースト検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0732408B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018050190A (ja) * | 2016-09-21 | 2018-03-29 | 横河電機株式会社 | 周期検出装置および周期検出方法 |
-
1989
- 1989-06-14 JP JP1152623A patent/JPH0732408B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018050190A (ja) * | 2016-09-21 | 2018-03-29 | 横河電機株式会社 | 周期検出装置および周期検出方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0732408B2 (ja) | 1995-04-10 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |