JPH03173549A - 超音波ドプラ診断装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は超音波診断装置、特に被検体内の血流などの動
きや速度情報を含むドプラ信号から方向性成分だけを抽
出し、オーディオ信号に変換してその音声信号を聴取す
ることによって診断を行う超音波ドプラ診断装置に関す
る。

［従来の技術］ 医療分野において、超音波ドプラ診断装置は、被検体内
の例えば、心臓などの血流の動き、速度情報を得る手段
として広範囲に利用されており、特に、例えば血液の流
れる方向を探触子から遠ざかる方向なのかあるいは近づ
く方向なのかその血流の方向性を音で判別するため、ド
プラ信号を正逆分離し、ステレオの音声信号に変換して
聴取することが行われている。

従来において、該ドプラ信号のステレオ出力は、例えば
、移動物体から反射されたエコー信号を同−周波数及び
振幅を持った５ｉｎＳｃｏｓ信号でドプラ信号をそれぞ
れ検波し、これにより得られた検波信号をそのまま出力
している。

そして、検波された前記ドプラ信号は、正・逆それぞれ
両方向の成分を理論上合せ持っているが、９０度位相の
ずれた２種類の信号であるために正逆方向の音声信号に
分離することができず、このために診断者は、正・逆方
向の音を聞き分けるこ、とが不可能であった。

（従来の回路構成の動作原理） そこで、従来においては、第３図に示すような回路構成
により、ドプラ信号を完全に正逆方向に分離して音声信
号を得ることが行われている。

すなわち、第３図は、従来におけ′る正逆方向に分離さ
れたオーディオ信号を得ることができる超音波ドプラ診
断装置であり、この回路構成は、主に複数の加算・乗算
回路、ローパス・バイパスフィルタなどの組み合わせに
よって構成されている。

以下、第３図に示されている回路構成ついて式を用いて
その動作状態を説明する。

移動物体からの反射エコー信号を検波する際に、その方
向性を知るため、同一周波数、同一振幅でかつ９０度の
位相差を持つｓｉｎωｏｔ、　ｃｏｓωＯｔの信号で前
記ドプラ信号の検波を行っている。

従って、検波後に得られたドプラ信号は、同一の周波数
成分を持ち９０度の位相差を持つ信号として得られる。

すなわち、超音波送信周波数ω。を移動体、例えば被検
体の血流などに送波すると該被検体から反射されてくる
エコー信号は、 ｃｏｓ　（ω　＋ω　）ｔ＋ｃｏｓ（ω０−ω２）ｔ１ ・・・■ の式で理論上、表すことができる。

もちろん、上記０式のω１．ω２は、それぞれ被検体の
血流により、ドプラシフトされた周波数を示し、例えば
血液の流れる方向として、超音波探触子に向かってくる
正方向をＣ１、探触子から遠ざかる逆方向をＣ２として
表している。

直交検波（Ｃ０）について そして、ドプラシフトした信号を求めるため、Ｃ０の送
信周波数成分を持つ９０度位相のずれた−　ｓｉｎω０
　ｔとＣ０５ＣＬ）Ｏｔとで上記０式の反射エコー信号
を直交検波すると、該反射エコー信号を和と差との直交
検波信号に分離できる。

すなわち、その差分の信号をそれぞれＩ（ｔ）。

Ｑ　（ｔ）とすれば、第３図ａ、　ｂに示すようＣ１゜
Ｃ２の周波数成分の特性になり、 従って、 １　（ｔ）　−ＣＯ８ω、　ｔ　＋　ｅＯ８（−Ｃ２）
　を−ｃｏｓω　ｔ＋ｃｏｓω２ｔ Ｑ　（ｔ）　＝　ｓｉｎω０１ｔ　＋　ｓｌｎ　（−Ｃ
２）　ｔ−ｓｌｎωｔ　−ｓｉｎω２ｔ ■ として直交検波信号を式で表すことができる。

これは、直交検波回路としての乗算器１０，１２により
、周波数復調を行うものであり、前記０式のドプラ信号
と、送波信号と同一の周波数であるｅＯ９ω。を信号と
を入力し、該ドプラ信号をｅＯ８（ｉ、ｌ。ｔで乗算す
ることで直交検波が行われ、また、前記０式のドプラ信
号と、送波信号と同一の周波数であるｓｉｎω。を信号
とを入力し、該ドプラ信号をｓｉｎω０。ｔで乗算する
ことで直交検波が行われる。

そして、更にローパスフィルタ１４．１６により、ノイ
ズなどの不要な高調波成分をカットして、差分の信号、
すなわち、ω１．ω２成分だけのｃｏｓ、　　ｓｉｎ信
号を得ている。

ここで、求めたいのは上式■中の正逆分離されたｃｏｓ
ωｔ、　　ｓｉｎω０１ｔであり、例えば、■ Ｑ　（ｔ）　−ｓｉｎωｔ　−ｓｉｎω２ｔを９０度位
相シフトした信号 Ｉ　−（ｔ）　−ｃｏｓωｔ　−ｃｏｓω２ｔの信号が
あれば、 Ｉ　　（ｔ）＋Ｉ”　　（ｔ）、Ｉ　　（ｔ）−Ｉ−（
ｔ）の演算により、それぞれω　ｔ、ω２ｔの成分を持
った信号が得られることがわかる。

直交検波（ωＡ）について ここで、特定の周波数ωい成分の９０度移相シフトした
信号により、前記１　　（ｔ）をｃｏｓωＡｔで、Ｑ　
（ｔ）をｓｌｎωＡｔで再度、直交検波を行う。

この結果、 １　（ｔ）　Ｘ　ｃｏｓωＡｔ Ｗ（ＣＯ５ωｔ＋ＣＯ８ω２ｔ）×ｃｏｓωＡｔ＝　１
ｃｏｓ　（ω１＋ωＡ）　ｔ　＋ｃｏｓ（ωＡ−ω１）
　ｔ）／　２　＋　（ｃｏｓ　（ω２＋ωＡ）ｔ＋ｃｏ
ｓ（ωＡ−ω２）ｔｌ／２ ・・　・　・　・　・■ また、 Ｑ　（ｔ）　Ｘ　ｓｉｒ＋ω＾を 喧ｓｉｎωｔ　−ｓｉｎω２ｔ）　Ｘ　ｓｉｎω０Ａｔ
■ 冒−１ｃｏｓ　（ω１＋ω１　）　ｔ−ｃｏｓ（ωＡ−
ω１）ｔ）／　２　＋１ｃｏｓ　（ω２　＋　ωＡ　）
　ｔ−ｃｏｓ（ωＡ−ω２）ｔ）／２ ・　・　・　・　・　・■ に変換される。

これは、第３図に示すように前記乗算器１８が１　（ｔ
）　Ｘ　ｃｏｓωＡｔを乗算し、また前記乗算器２０が
Ｑ　（ｔ）　Ｘ　ｓｉｎωＡｔを乗算することにより得
られる。

ωＡのシフトについて ここで、次に、直交検波された０式と０式とは、正方向
に前記ωいだけシフトした信号に変換するために、加算
を行う。

すなわち、Ｉ　　（ｔ）に対しての加算出力■式中■式
は、 Ｉ　（ｔ）　Ｘ　ｃｏｓωＡｔ十Ｑ　（ｔ）　ｘ　ｓｉ
ｎωＡｔｗＣＯ８（ωＡ−ω１）ｔ＋Ｃ０５（ωＡ＋ω
２）ｔ・・・・■ となり、 また同様にして、Ｑ　（ｔ）に対しての加算出力■式と
０式は、 Ｉ　（ｔ）　Ｘ　ｃｏｓωｔ　−Ｑ　（ｔ）　Ｘ　ｓｉ
ｎω０１，１冨ｃｏｓ　（ωＡ十ω１）ｔ＋ｃｏｓ（ω
Ａ−ω２）ｔ・・・・■ となる。

以上のような演算は、加算回路２２．２４で加算を行う
が、ここで、該加算回路２２では、直交検波された上記
０式と０式とを加算して、第３図Ｃに示すようなωＡだ
け正の方向へシフト（オフセット）シた周波数成分の信
号に変換され、また該加算回路２４でも、同様に直交検
波された０式と０式とを加算して、第３図ｄに示すよう
なωいシフトした周波数成分の信号に変換される。

正逆分離について しかし、上記■式、■式では、それぞれω１及びω２２
式を共に含んでおり、正逆分離するためには、更に、上
記０式ではω１１式のみ、上記０式ではω２２式のみで
表さなければならない。

そこで、遮断周波数ωＡによって、低域の周波数成分を
カットすれば、ωＡ＋ω２、ωＡ＋ω１の周波数成分だ
けを得ることができ、これにより、上式■及び■が正方
向と逆方向との分離されたＣＯＳ信号を得ることができ
る。

すなわち、これを式で示せば、 ｃｏｓ　（ωＡ＋ω２）ｔ ｃｏｓ　（ωＡ＋ω１）ｔ となる。

これは遮断周波数ωＡのバイパスフィルタ２６゜２８に
よって、例えば心臓の心壁の動きや呼吸による動きなど
の不要な低域の周波数成分をカットし、この結果、第３
図ｅ、　　ｆに示すωＡ＋ω２、ω＾＋ω１の周波数成
分だけの信号を得ることができることになる。

ωＡの逆シフトについて しかし、上式では、目的とするω　又はω２成分のみを
得るためには、更に正方向と逆方向との分離された上記
ｅＯ８信号から正の方向ヘシフトした分のω＾酸成分け
を除かなければならない。

従って、再度、上式のｅＯ８信号をｃｏｓωＡｔで直交
検波すれば、 ｃｏｓ（２ω　＋ω　）　ｔ　＋　ｃｏｓω２ｔ２ ・・・・■ ｃｏｓ（２ωＡ＋ω１）ｔ＋ｃｏｓω１ｔ・　・　・　
・■ が求められる。

そしてこの■、■式から正の方向ヘシフトしたωＡ酸成
分けを逆に低いはう（負の方向）ヘシフトして元に戻す
ことができる。

すなわち、これは、直交検波を行う乗算器３０．３２に
より、前記ｅＯ８信号とｃｏｓω１Ａｔとを乗算するこ
とにより算出される。

ωＡ酸成分削除による正逆分離ついて そして、前記■、■式の算出結果からωい成分だけを取
り除けば、 分離された逆方向の信号がｃｏｓω２を分離された正方
向の信号がｃｏｓω１１ｔとして、ω１．ω２の成分の
みのＣＯＳ信号が得られる。

これは、具体的には、遮断周波数ωＡのローパスフィル
タ３４．３６により、不要な高域の周波数成分がカット
され、第３図ｅ、　　ｆに示すようにシフトされたωＡ
酸成分取り除かれ、これにより、最終的には第３図ｇ、
　　ｈに示す如くω１．ωまたけの周波数成分の信号を
得ることができるのである。

従って、この正逆分離された上記ｅＯｓω１１−とｃｏ
ｓω２ｔとの信号を図示しない増幅器によりそれぞれ増
幅し、スピーカに入力すれば、完全に逆方向ω　と正方
向ω２とに分離した音声信号を出力することが可能とな
る。

従来の回路構成についてのまとめ 以上のようにして、従来の回路構成では、ドプラ信号を
正逆分離するためには、まず、直交検波でドプラ変移ω
１．ω２を抽出し、そして特定の周波数ωＡでシフトし
、更にフィルタにより、所望の周波数領域（正方向又は
逆方向）のみを取り出している。

そして次に、シフトされたωＡを直交検波で元に戻し、
再度フィルタで所望の正逆分離されたω１．ω２成分だ
けを得るという手法が行われている。

これにより、９０度移相シフトしたのと同じ正逆方向に
分離されたドプラ信号（音声信号）を得ている。

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、このような第３図に示す従来の超音波ド
プラ診断装置においては、前述したように完全に正逆分
離したドプラ信号を得るためには、必然的に回路構成が
大規模になり、かつその回路が非常に複雑化していた。

従って、従来の診断装置では、該装置自体が非常に大き
なものになるという欠点があった。

すなわち、具体的には、第３図に示す従来の回路構成で
は、多数の乗算器、加算器及びバイパス。

ローパスフィルタが必要不可欠となり、また本来、必要
としないωＡ酸成分生成するための回路が必要となり、
更にこのωＡ酸成分、後段への回路系に悪影響を与える
という不具合があった。

従って、従来においては、比較的高度なフィルタを用い
ることにより、このωＡ酸成分影響を完全に除去する必
要があった。

また、従来から用いられているフィルタにおいては、例
えば、アナログフィルタが利用されているが、これでは
、ある所定の周波数範囲の帯域しか補償できないという
欠点があった。

すなわち、第３図の従来の回路では、フィルタ特性の影
響により、特定の狭い周波数範囲だけしか９０度の移相
変換が保てず、例えば２ｋＨｚ程度の音では正逆分離が
可能であるが、これよりも低く又は高い周波数の音では
、正逆方向の分離ができなくなる場合があった。このた
め、高精度に正逆方向の分離を行うことが困難であった
。

以上のことから、従来の超音波ドプラ診断装置において
は、より簡単な回路構成で、かつ広い周波数範囲で完全
に正逆分離されたドプラ信号を得ることが要求されてい
た。

発明の目的 本発明は上記従来の課題に鑑み成されたものであり、そ
の目的は、非常に簡単な回路構成により、ドプラ信号を
完全な正・逆方向の成分に分離することができ、これに
より、容易にオーディオ信号を得ることのできる超音波
ドプラ診断装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために本発明によれば、被検体に送
波する所定周波数ω。の超音波を送受波し、速度（動き
）情報としての正方向ω０＋ω１と逆方向ω。＋ω２の
成分を含んだドプラ信号を求め、該ドプラ信号を送波さ
れた所定周波数ω。

と同一のｓｉｎω０　信号とｃｏｓω１０信号とを用い
て直交検波し、正逆方向成分のみのｓｉｎω１及　びω
　信号とｃｏｓω　及びω２信号とを得る直交検１ 波回路と、直交検波された前記ｓｉｎω　及びω２信号
を入力して、ヒルベルト変換により該信号をデジタル信
号に変えて重畳積分演算し、９０度移相シフトされたｃ
ｏｓω　及びω２信号を出力するヒルベルト変換回路と
、前記ヒルベルト変換回路から出力される９０度移相シ
フトされたｃｏｓωｌ及びω　信号と直交検波された前
記ｃｏｓω１１及びω２信号とを演算して、正逆分離さ
れた正方向のｅＯ９ω　信号と逆方向のｃｏｓω２信号
とを変換出カする正逆方向分離演算回路とを有すること
を特徴とする。

［作用］ 以上のような構成としたので本発明に係る超音波ドプラ
診断装置よれば、被検体に所定周波数ω。の超音波を送
波し、反射エコーから速度（動き）情報としての正方向
ω。＋ω１と逆方向ω０＋ω２の成分を含んだドプラ信
号を求める。

そして、該ドプラ信号を送波された所定周波数ω。と同
一のｓｉｎω００信号で直交検波し、正逆方向成分のみ
のｓｉｎω０　及びω２信号と、また、ｃｏｓω。信号
で直交検波し正逆方向成分のみのｃｏｓω　及びω２信
号とを出力する。

その直交検波された前記ｓｉｎω　及びω２信号をヒル
ベルト変換回路人力し、ここでヒルベルト変換を行い、
該信号をデジタル信号に変えて重畳積分演算する。これ
により、９０度移相シフトされたｃｏｓω１　及びω２
信号を得ることができる。

そして、前記ヒルベルト変換によって得られた９０度移
相シフトされたｃｏｓω　及びω２信号と、直交検波さ
れた前記ｃｏｓω　及びω２信号とを演算して、正逆方
向に分離した正方向のｃｏｓω１信号と逆方向のｃｏｓ
ω２信号とをそれぞれ変換出力している。

この結果、前記ヒルベルト変換回路により、方向性成分
を含む前記ドプラ信号から正方向ω１及び逆方向ω２に
分離されたオーディオ信号を得ることが可能となり、そ
れぞれ正方向及び逆方向に分離されたステレオ出力によ
って診断者は、被検体の動き情報の方向性を音声信号で
聞き分けることができる。

［実施例］ 以下、図面に基いて本発明の好適な実施例を説明する。

第１図は、本発明に係る超音波ドプラ診断装置のヒルベ
ルト変換法を適用した回路構成図であり、本実施例の回
路構成には、直交検波を行う２つの乗算器１０．４２と
、ヒルベルト変換を行うヒルベルト変換回路４０と、正
逆方向に分離された信号を得るための２つの総和演算回
路４２．４４とが示されている。

なお、前述した第３図との同一部材には同一符号を付し
、以下構成及び動作の説明は省略する。

本発明において特徴的なことは、直交検波されたドプラ
信号をヒルベルト変換し、これにより、９０度移相シフ
トされた信号を求め、正方向と逆方向との正逆分離され
たオーディオ信号を得ることにある。

（本実施例における回路構成の動作原理）次に、以下第
１図に示された本実施例において、式を用いて回路構成
の動作原理を以下、詳細に説明する。

被検体に送波された超音波周波数ω。は、所望の被検部
位で反射され、ドプラシフトされた周波数ω　及びω２
を含み、ドプラ信号として前述しま たような０式で表される。

すなわち、 ｃｏｓ　（ω　＋ω　）ｔ＋ｃｏｓ（ω０−ω２）ｔロ
ー ・・・・・・・■ が得られ、第１図に示すようにＲＦ大入力れる。

そして、前記■式のＲＦ大入力共に、波速波信号と同一
の周波数であるｃｏｓω。を信号を入力し、■式の前記
ドプラ信号をまずｃｏｓω１。ｔで直交検波する。

従って、この結果、 １　（ｔ）冒ｃｏｓω　ｔ　十ｃｏｓ　（−ω２）ｔ−
ｃｏｓω１ｔ＋ＣＯ８ω２ｔ の正逆方向成分を含んだＣＯ５信号が得られる。これは
、直交検波回路としての乗算器］０により、周波数復調
を行うものであり、前記■式のドプラ信号と、送波信号
と同一の周波数であるｃｏｓω１Ｏｔ信号とを入力し、
該ドプラ信号をｃｏｓωａｔで乗算することで直交検波
が行われる。

また、上記と同様にして前記■式のＲＦ大入力共に、送
波信号と同一の周波数であるｓｉｎω。を信号をも入力
し、該ドプラ信号を−ｓｉｎωａｔで直交検波すると、 Ｑ　（ｔ）　−ｓｉｎωｌｔ　＋　ｓｉｎ　（−（４７
２）　ｔ−ｓｉｎωｔ　−ｓｉｎω２ｔ の正逆方向成分を含んだｓｉｎ信号が得られる。

これはもちろん、上記と同様にして乗算器１２により、
前記■式のドプラ信号と、送波信号と同一の周波数であ
るｓｉｎω。を信号ｔとを入力し、該ドプラ信号を−ｓ
ｉｎωａｔで乗算することで直交検波が行われる。

ヒルベルト変換について まずここで、数学的ヒルベルト変換法の基本原理につい
て説明する。

時間領域での関数ｆ　（ｔ）と周波数領域での関数Ｆ（
ω）との間にフーリエ変換Ｆ及び逆フーリエ変換Ｆ−１
が成り立っとき、 ｆ（ｔ）　　　　　＝　　　　Ｆ（ω）−１ と書ける。

ここで、ヒルベルト変換は、 Ｈ［ｆ　（ｔ）　］　−Ｆ’　［Ｆ　（ω）・Ｈ（ω）
］・・・・■ 表される。但し、 ｊ−π≦ωくＵ 上記０式は、 Ｈ［ｆ　（ｔ）　］　−Ｆ’　［Ｆ　（ω）・±ｊ］で
数式的に表される。

すなわち、−ｊは正で＋９０度、ｊは負で一９０度それ
ぞれずらした場合を表している。

従って、上式■のように、そのＦ（ω）に−ｊ若しくは
ｊを乗算することは、複素フーリエ平面において９０度
位相シフトすることを意味しており、その複素フーリエ
平面における９０度位相シフトは、時間領域で９０分の
時間シフトすることに相当し、これは、ｆ　（ｔ）を９
０度回転させた時間軸波形が得られることになる。

従って、ヒルベルト変換においては、時間軸上でのオー
ル・パスの９０度移相器として観測される。

ここで、上記０式は、Ｆ（ω）とＨ（ω）との周波数軸
上で乗算した場合を示したが、周波数軸の乗算は、時間
軸でいうと重畳積分演算（畳み込み積分）で書き換える
ことが可能である。

従って、０式の右辺、すなわち、Ｈ［ｆ　（ｔ）］を時
時間域の関数で表すと、 ＨＣｆ　（ｔ）　］　−ｆ　（ｔ）本ｈ　（ｔ）となる
。

この式を前述のように逆フーリエ変換Ｆ−１すれば、ｈ
　（Ｂは、 ｈ　（ｔ）　−２／ｙｒ　・５ｉｎ２（πｔ／２）　／
　ｔと表される。

ここで、＊印は重畳積分を意味しておりｆ　（ｔ）とｈ
　（Ｂとの重畳積分を行うことによって、ｆ（１）とい
う関数は、９０分の時間シフトされたことになる。

以上のようにして、ｆ　（ｔ）という波形を９０度回転
させるためには、上記のようにヒルベルト変換を行うこ
とによって、ｆ　（ｔ）の９０度移相シフトが成される
ことになる。

本発明は、このような重畳積分を利用したヒルベルト変
換法を応用し、これを本出願人は、９０度移相器として
超音波ドプラ診断装置に適用することを考えたのである
。

ここで、直交検波された前記ｓｉｎ信号のＱ　（ｔ）だ
けをヒルベルト変換すれば、該Ｑ　（ｔ）は、重畳積分
演算されて一９０度移相シフトされたｅＯ８信号になる
。

すなわち、該Ｑ　（ｔ）のヒルベルト変換をＱ′（１）
とすれば、 Ｑ＝　（ｔ）霞ｃｏｓω　ｔ−ｃｏｓω２ｔとなる。

これは、第１図に示すように前記ｓ１ｎ信号のＱ（１）
だけをヒルベルト変換回路４０に入力し、これにより、
Ｑ　（ｔ）が重畳積分演算されて一９０度移相シフトさ
れたｅＯ８信号Ｑ＝　　（ｔ）に変換されることになる
。

ここで、このヒルベルト変換回路４０は、第２図に示す
ようなＡ／Ｄ、Ｄ／Ａ変換器６０．　６２゜ラッチ回路
Ｉ６４、ｎ６６、［６８、ＲＡＭ７０、ＲＯＭ７２、重
畳積分演算器７４とから構成されており、直交検波され
た前記ｓｉｎ信号は、前記Ａ／Ｄ変換器６０でデジタル
信号に変換され、ラッチ回路Ｉ６４を介して一旦、ＲＡ
Ｍ７０に記憶されてから前記重畳積分演算器７４に入力
される。

一方、ＲＯＭ７２には、予め定められている該積分演算
器７４の特定の積分範囲を指定するデータが記憶されて
おり、前記ラッチ回路ｌｌ６６を介して該重畳積分演算
器７４に入力される。

従って、この重畳積分演算器７４では、ＲＡＭ７０及び
ＲＯＭ７２に記憶されている内容を前述した重畳積分の
原理に基づいてデジタル積分演算が行われる。

そして、前記ラッチ回路ｍ６８により所定のタイミング
で前記ラッチ回路１６４と［６６との同期を取りながら
、該デジタル積分演算結果が前記Ｄ／Ａ変換器６２を介
してアナログ信号に変換され、前述したように所望の９
０度位相シフトされたＣＯＳ信号が得られことになる。

正逆方向分離演算について しかし、ここで、目的とする正方向、逆方向の各成分の
オーディオ信号を得るためには、前記９０度位相シフト
されたＣＯＳ信号Ｑ−（ｔ）を正方向成分のｃｏｓ信号
と逆方向成分のｅＯ８信号とに分離しなければならない
。

そこで、前記ヒルベルト変換され、９０度位相シフトさ
れたＣＯＳ信号と、直交検波された前記ｃｏｓ信号とを
入力し、加算する必要がある。これによって、正方向成
分のｅＯ８信号と逆方向成分のｃｏｓ信号とを完全に分
離して出力することができる。

すなわち、前記Ｉ（ｔ、）と−Ｑ−（ｔ）とを加算して
、逆方向分離すれば、 Ｉ　（ｔ）　−Ｑ＝　（ｔ）−２Φｃｏｓｃｕ２ｔが算
出される。

これは、逆方向分離演算する前記Σ総和回路Ｉ４２によ
り、前記Ｉ　（ｔ）と−Ｑ′　（ｔ）とが総和されるこ
とにより行われる。

また、上記と同様にして、Ｉ　（ｔ）とＱ−（ｔ）とを
加算して、正方向分離すれば、 Ｉ　（ｔ）　＋Ｑ−（ｔ）　＝２拳ｃｏｓωｌｔが算出
される。

もちろん、これは正方向分離演算する前記Σ総和回路［
４４により、前記１　　（ｔ）とＱ−（ｔ）とが総和さ
れることになる。

従って、以上の結果、正方向と逆方向との信号は、 （逆方向の信号）　　ｃｏｓω２ｔ （正方向の信号）　　ｃｏｓω１ｔ となり、正方向成分の周波数ω１と逆方向成分の周波数
ω２とが完全に分離されることが理解される。

この様にして、前記直交検波により得られた正逆方向成
分のみのｃｏｓ信号と、前記９０度位相シフトされたｅ
Ｏ８信号とがΣ総和回路Ｉ４２．　［４４に入力され、
加算することによって正逆分離されたオーディオ信号を
得ることができる。

正逆分離された音声信号について この結果、前記正方向及び逆方向のオーディオ信号は、
更に振幅増幅器４６．４８により所定レベルまで増幅し
て例えば、正方向の音声信号を右スピーカ５０から出力
し、また逆方向の音声信号を左スピーカ５２から出力す
ればステレオ出力が可能となる。

−従って、以上のことからそれぞれの血流方向に対応し
たそれぞれの音声信号が得られ、これにより、診断者は
、該左右のスピーカ５０．５２からステレオ出力で方向
性をもった特有の音を正確に聴取することができる。

もちろん、第１図に示されている増幅器４６゜４８は、
その増幅出力を可変することができるので例えば、片側
だけのスピーカで正方向または逆方向だけの音を聞くこ
ともでき、両者を比較することによって明確に音の違い
を聞き分けることも可能である。

また、本実施例の第１図に示されている回路構成によれ
ば、高精度に正逆分離された音声信号を生成でき、また
、第３図に示されている従来の回路構成に比してフィル
タ等を必要とせず、顕著に回路が簡素化されるので、小
型、軽量で持ち運び可能な装置を得ることができる。

［発明の効果］ 以上のようにして、本発明に係る超音波ドプラ診断装置
によれば、直交検波されたドプラ信号をトルベルト変換
することにより、非常に簡単な回路構成で正・逆方向に
それぞれ分離されたオーディオ信号を得ることができ、
これにより、診断者は、容易にステレオ出力で該オーデ
ィオ信号を聴取し、適切な診断を行うことが可能となる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明に係る超音波ドプラ診断装置の回路構
成図、 第２図は、第１図に示されているヒルベルト変換回路の
内部の回路構成を示した回路ブロック図、第３図は、従
来における超音波ドプラ診断装置の回路構成図である。 １０．１２　　・・・　乗算器 ４０　・・・　ヒルベルト変換回路 ４２　・・・　Σ総和回路Ｉ ４４　・・・　Σ総和回路■ ４６　・・・　振幅増幅器Ｉ ４８　・・・　振幅増幅器■ ６０　・・・　Ａ／Ｄ変換器 ６２　・・・　Ｄ／Ａ変換器 ４ ６ ８ ０ ２ ４ ラッチ回路Ｉ ラッチ回路■ ラッチ回路■ ＡＭ ＯＭ 重畳積分演算器。 ｃｏｓω１Ｏｔ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）被検体に送波する所定周波数ω＿０の超音波を送
   受波し、速度（動き）情報としての正方向ω＿０＋ω＿
   １と逆方向ω＿０＋ω＿２の成分を含んだドプラ信号を
   求め、該ドプラ信号を正逆方向に分離されたオーディオ
   信号に変換する超音波ドプラ診断装置において、 前記ドプラ信号を送波された所定周波数ω＿０と同一の
   ｓｉｎω＿０信号とｃｏｓω＿０信号とを用いて直交検
   波し正逆方向成分のみのｓｉｎω＿１及びω＿２信号と
   ｃｏｓω＿１及びω＿２信号とを得る、直交検波回路と
   、 直交検波された前記ｓｉｎω＿１及びω＿２信号を入力
   して、ヒルベルト変換により該信号をデジタル信号に変
   えて重畳積分演算し９０度移相シフトされたｃｏｓω＿
   １及びω＿２信号を出力するヒルベルト変換回路と、 前記ヒルベルト変換回路から出力される９０度移相シフ
   トされたｃｏｓω＿１及びω＿２信号と直交検波された
   前記ｃｏｓω＿１及びω＿２信号とを演算して正逆分離
   された正方向のｃｏｓω＿１信号と逆方向のｃｏｓω＿
   ２信号とを変換出力する正逆方向分離演算回路と、を有
   し、 前記ヒルベルト変換回路により、方向性成分を含む前記
   ドプラ信号から正方向ω＿１及び逆方向ω＿２に分離さ
   れたオーディオ信号を得ることを特徴とする超音波ドプ
   ラ診断装置。