JPH03174835A

JPH03174835A - スペクトラム拡散通信方式

Info

Publication number: JPH03174835A
Application number: JP2238217A
Authority: JP
Inventors: Yoshitaka Uchida; 吉孝内田; Takeshi Hashimoto; 武志橋本
Original assignee: Clarion Co Ltd
Current assignee: Faurecia Clarion Electronics Co Ltd
Priority date: 1989-09-08
Filing date: 1990-09-07
Publication date: 1991-07-30
Also published as: US5144639A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明はスペクトラム拡散通信方式の改良に関する。

［発明の概要〕スペクトラム拡散通信方式において、自己相関関数のサ
イドローブが零となるようなＰＮ符号を用いる方式であ
る。

［従来の技術］擬似ランダム符号（ＰＮ符号）は、自己相関特性が鋭い
ピーク値を持つため、複数個の信号の中から特定の信号
を判別することを目的とする多くの分野で利用されてい
る。

１つには、レーダやソナーの分野において、擬似ランダ
ム符号で変調・送波され、反射体に当ってもどってきた
受信波と参照信号系列（擬似ランダム符号）との相関を
とることによって、目的とする反射波の判別を行い、距
ｍ測定等に応用している。

ここで一般に用いられている擬似ランダム符号は、Ｍ系
列やゴールド符号系列等の２値系列が知られている。

［発明が解決しようとする課題］しかし、これらの擬似ランダム符号の自己相関関数は、
そのサイドローブ値が零にならない性質を有している。

Ｍ系列符号の自己相関関数を第４図に示す。

従って、反射体の数が増えた場合においては、累積する
サイドローブ値の増大によって、自己相関関数のピーク
値がマスクされ、目的とする反射体の位置を正しく検出
できなくなる。

また、スペクトラム拡散多元通信方式（以下、ＳＳＭＡ
通借方式と略す）においても、データによって変調され
た擬似ランダム符号を複数個加え合わせて大量のデータ
伝送を可能とする送信信号とすると、前記と同様に受信
機の受信出力である相関出力のサイドローブ値が増大し
、データ復調が行えず、限度があった。

［発明の目的］従って本発明の目的は、従来方式の欠点を除去した自己
相関関数のサイドローブが零になるＰＮ符号（２値系列
信号）の簡易な構成法を有したスペクトラム拡散通信方
式を提供することにある。

［課題を解決するための手段］本発明は上記目的を達成するため、受信信号である第１
の入力と参照信号である第２の入力との相関をとり、相
関出力を得る相関器と、第１のクロックに基づいて、第
１のＰＮ符号を発生する第１の符号発生器と、上記第１
の符号発生器の出力に対応した信号を上記相関器の一方
の入力として与える第１の手段と、第２のクロックに基
づいて上記第１のＰＮ符号に対して時間的に反転した関
係にある第２のＰＮ符号を発生する第２の符号発生器と
、上記第２のクロックと上記第２の符号発生器の出力と
の論理演算を行う論理演算手段と、上記論理演算手段の
論理演算出力を上記相関器の他方の入力として与える第
２の手段と、を用いたことを要旨とする。

［作用］上記相関出力は自己相関関数のサイドローブが零となる
波形を有している。従って上記組合せのＰＮ符号をスペ
クトラム拡散通信に用いることによってデータ復調を安
全かつ正確に行うことができる。

［実施例］以下図面に示す実施例を参照して本発明を説明する。

第１図は本発明による自己相関関数のサイドローブが零
になる２値系列信号（ＰＮ符号）の簡易な発生装置の一
例を示す。

同図において、１及び２はＰＮ符号発生器、例えばＭ系
列符号発生器、３は相関器、例えばコンボルバ、４は排
他的論理和回路、５及び６は掛算器、７及び８は発振周
波数ｆ、の局部発振器である。

上記実施例では、相関器３としてコンボルバを用いてい
るが、これに限定されないこと勿論である。また、点線
内の掛算器５，６及び局部発振器７．８は、コンボルバ
の入力周波数に合わせるための周波数変換用であるため
、直接には２値系列信号に関係ない。

なお、ＣＬＫは、Ｍ系列符号を発生するクロックであり
、Ｍ系列符号ｌチップがクロック１周期に相当する。

第１図よりＡ側（コンボルバ左側入力）の２値系列信号
である擬似ランダム符号は、普通のＭ系列符号を用いる
。

また、Ｂ側（コンボルバ右側入力）の２値系列信号であ
る擬似ランダム符号は、普通のＭ系列符号に、そのＭ系
列符号を発生するに用いられるクロック（ＣＬ　Ｋ）を
排他的論理和したものを用いる。

この時の相関出力は第２図のような自己相関関数のサイ
ドローブが零となる波形を有する。

なお、コンボルバを用いているため、Ｍ系列符号発生器
１及び２から発生されるＭ系列符号は、同一コードであ
るが、お互いに時間的に反転した関係（ミラーの関係）
のものを用いている。

なお、第２図においてＴ　ＣＬＫはＭ系列符号発生クロ
ック周期、τはコンボルバ３のゲート遅延時間である。

また第２図において、同一コードを連続して用いる限り
、τ／２にも相関ピークが発生する。

第３図は第１図ａ、ｂ、ｃにおける波形例を示す。

第２図に示すように相関ピークは一度に２つ発生するが
、相関出力を積分器等を介して取り出すことによりエネ
ルギーの合成を可能とするので、何ら問題は無い。

従来方式におけるレーダやソナー、また、多元通信方式
における送信局もしくは受信局に第１図中のＡ側、Ｂ側
どちらのＰＮ符号を採用してもかまわないことは明白で
ある。

また、相関器にコンボルバ以外の例えばマツチドフィル
タを使用とする場合は、第１図中のＡ側もしくはＢ側の
２値系列パターンを有しているならば、同様なことが言
え何ら問題ない。

第５図は本発明による通信方式を非同期型スペクトラム
拡散通信機に採用した一実施例を示す。

同図において、送信機はミキサー１３，２７、ＰＮココ
−発生器１４、バンドパスフィルタ１５、増幅器１６、
送信アンテナ１７、ディジタルクロックコントロール回
路２３、ローパスフィルタ２４、周波数てい倍回路２５
、クロック発生器２６及び発振器２８から成る。また受
信機はミキサー３０．４２、ＡＧＣ増幅器３Ｌクロック
発生器３２、コンパレータ３３、パルス幅拡大回路３４
、増幅器３５，３９、エンベロープ検波器３６、受信ア
ンテナ３７、バンドパスフィルタ３８，４０゜４４、発
振器４１，４６、ＳＡＷコンボルバ４３％ＰＮコード発
生器４５、クロック発生器４６及び排他的論理和（ＥＸ
−ＯＲ）回路４７から成る。

上述した構成から明らかなように第１図中のＡ側が送信
機に、Ｂ側が受信機に配置されている。

第５図において、まず送受信機の概略を説明すると、送
信機において、キャリアをベースバンド情報であるデジ
タルデータでその周波数をｒ′又はｒ′、にディジタル
クロックコントロール回路２３でＦＳＸ変調し、その出
力を周波数てい倍回路２５を通してｆ″、又はｆ”、の
周波数にてい倍する。

そしてその出力を更にＰＮココ−発生器１４のＰＮコー
ドによりミキサー１３で２位相変調（ＢＰＳＫ変調）す
る。このときＰＮコードとベースバンド情報とは同期を
とる必要はない。ミキサー１３の出力を発振器２８とミ
キサー２７で、任意のＲＦ周波数帯（例えばｆ”′、又
はｆ”、）へ周波数変換してアンテナ１７から送信する
。

一方、受信機では、ＳＡＷコンボルバ４３の一方の入力
には通常の受信信号が与えられるが、送信側のキャリア
、ＰＮコードとは非同期で、送信側とは時間的に反転さ
れたコードを発生するＰＮココ−発生器４５の出力信号
とクロック発生器３２からのクロック信号とを排他的論
理和回路４７に与え、ミキサー４２によりその両信号の
排他的論理和信号で発振周波数ｆ１の発振器４１から出
たキャリアをＢＰＳＫ変調し、その出力をＳＡＷコンボ
ルバ４３の他力の入力に参照信号として加える。従って
、コンボルバ４３は、受信信号の周波数がｆｌでかつ両
ＰＮコードが合致したときのみ相関ピーク列を出力する
。従って、相関ピーク列のあるなしがベースバンド情報
の“Ｈ″レベル“Ｌ”レベルに対応する。相関ピークは
、エンベロープ検波回路３６で検波して、コンパレータ
３３で波形整形をしたあと、パルス幅拡大回路３４に加
えることによって、ベースバンド情報復調出力が得られ
る。これらの復調過程は送受信側のキャリアおよびＰＮ
コードは非同期で処理される。

第６図は本発明の他の実施例で、第１図中のＢ側が送信
機に、Ａ側が受信機に配置されており、第５図と同一符
号は同−又は類似の回路を示す。

第６図において送信機には第５図とは逆にＰＮココ−発
生器１４の出力とクロック発生器２６から出力されるク
ロック信号とを排他的論理和回路４７に与えて、その出
力の排他的論理和（８号でミキサー１３により周波数て
い倍回路２５の出力をＢＰＳＫ変調する。

これに対し受信機では、ＳＡＷコンボルバ４３の一方の
入力には上述した送信機からの信号が加えられ、その他
方の入力には、送信側のＰＮコードを０間反転したＰＮ
符号により得られた参照信号を加える。

［発明の効果］以上説明したように、本発明によれば、ＰＮ符号の自己
相関関数のサイドローブ値がゼロとなるため、これを用
いることによりレーダやソナーの分野における精度の良
い距離測定が可能で、また。

ＳＳＭＡ通信方式における多重化送信が可能となること
から一度に大量のデータ伝送を行いつる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理的構成の一例を示すブロック図、
第２図は第１図における相関出力の波形図、第３図は第
１図におけるＢ側各点の波形図、第４図は従来のＭ系列
符号の自己相関関数を示す波形図、第５図及び第６図は
夫々本発明の各実施例を示すブロック図である。１．２・・・・・・・・・Ｍ系列符号発生器、３・・・
・・・・・・相関器、４・・・・・・・・・排他的論理
和回路、１４・・・・・・・・・送信側ＰＮココ−発生
器、４３・・・・・・・・・ＳＡＷコンボルバ、４５・
・・・・・・・・受信側ＰＮコード発生器、４７・・・
・・・・・・排他的論理和回路。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）受信信号から成る入力と参照信号から成る第２の
入力との相関をとり、相関出力を発生する相関器と、第１のクロックに基づいて第１のＰＮ符号を発生する第
１の符号発生器と、上記第１の符号発生器の出力に対応した信号を上記相関
器の一方の入力として与える第１の手段と、第２のクロックに基づいて上記第１のＰＮ符号に対して
時間的に反転した関係にある第２のＰＮ符号を発生する
第２の符号発生器と、上記第２のクロックと上記第２の符号発生器の出力との
論理演算を行う論理演算手段と、上記論理演算手段の論理演算出力を上記相関器の他方の
入力として与える第２の手段と、を用いることを特徴とするスペクトラム拡散通信方式。
（２）前記相関器の一方の入力が前記相関器の第１の入
力であり、前記第１の符号発生器が送信側に配置され、
前記第２の符号発生器及び論理演算手段が受信側に配置
されていることを特徴とする請求項（１）に記載のスペ
クトラム拡散通信方式。
（３）前記他方の入力が前記第１の入力であり、前記第
２の符号発生器及び論理演算手段が送信側に配置され、
前記第１の符号発生器が受信側に配置されていることを
特徴とする請求項（１）に記載のスペクトラム拡散通信
方式。
（４）前記論理演算手段が排他的論理和回路から成るこ
とを特徴とする請求項（１）に記載のスペクトラム拡散
通信方式。