JPH03187611A

JPH03187611A - スイッチング基準を発生してデータスペクトルを適応的に等化する方法および装置

Info

Publication number: JPH03187611A
Application number: JP2288613A
Authority: JP
Inventors: Adelio Conti; アデリオ　コンティ; Paolo Troyer; パオロ　トロイエル; Rocco Nobili; ロッコ　ノビリ
Original assignee: Telettra Laboratori di Telefonia Elettronica e Radio SpA
Current assignee: Telettra Laboratori di Telefonia Elettronica e Radio SpA
Priority date: 1989-10-27
Filing date: 1990-10-29
Publication date: 1991-08-15
Anticipated expiration: 2016-10-09
Also published as: ES2081332T3; EP0427951A3; US5285473A; DE69024613T2; JP3216094B2; EP0427951B1; EP0427951A2; DE69024613D1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］この発明は伝送、中のデータスペクトルひずみ、例えば
選択的フェージングによるひずみを検出するシステムに
関し、特に、振幅分散などの帯域内分散を検出するシス
テムに関する。

［従来の技術］現在まで、振幅分散の測定は約ｎ個の周波数のデータス
ペクトルのパワーを測定することによってなされてきた
。概して、この測定はｎ周波数選択フィルタによって実
行される。得られる情報はｎが大きくなるほどより完全
である。しかしながら、この機能的要件は他の要件、特
に周波数選択フィルタ（非常に狭い帯域のバンドパスフ
ィルタ）製造上の複雑さに係れる要件やスペース節約や
コスト低減の要件と相反するものである。このため、フ
ィルタ数ｎは概して２又は３に制限されている。

２つのフィルタが使用された場１合、すなわちｎが偶数
の場合、中心周波数（ｆｃ）に関してデータスペクトル
が非対称となる情報が得られる。しかしながら、周波数
帯域のいくつかの点のみがサンプリングされ、「全帯域
」に渡らないので、この情報は不完全なものである。

３つのフィルタを使用した場合、すなわちｎが奇数の場
合は、中心帯域周波数に等しいノツチ周波数を有するフ
ェージングの存在を検出できるが、測定が全帯域に渡ら
ない欠点がある。

この発明の目的は、容易に実施でき、数個のフィルタを
使用する方法の欠点を排除し、特に「全帯域」に渡る情
報の獲得、すなわち干渉周波数に対して不感となる、全
帯域に渡る分散の測定を可能にする簡単かつ高効率のシ
ステムを提供することにある。

上記の目的及び他の目的は、以下に特徴づけられたこの
発明に係るシステムによって達成される。すなわち、こ
の発明のシステムは全帯域に渡って分散を識別すること
、すなわち（干渉周波数に対して低感度である）全帯域
に渡って振幅分散を識別することを基礎としているので
、実質的に等しいスロープと反対の符号を有する２つの
ひずみが平行に受信信号に加えられる。加えられる各ひ
ずみは過渡状態における平均パワースペクトルの変化を
検出するのに適する。２つの平均パワーが測定され、こ
の測定によって得られた信号が比較される。この信号が
等しい場合はフェージングがないことを示し、等しくな
い場合はフェージングが存在することを示す。

この発明の第１の特徴によれば、たとえノツチ周波数（
ｆｏ）が帯域内に保持されなくとも、フェージングの存
在下において２つの平均パワーの測定値は異なる。

この発明の他の特徴によれば、フェージング及びデータ
スペクトルの中心周波数に一致するノツチ周波数（ｆ、
）の場合、特性曲線に従った関連電圧がパワーレベルと
比較される。

この発明に係るひずみ測定の実施のための回路は、等し
いスロープを有しかつ反対符号の２つの平行するひずみ
ブロックと、２つの平均パワーテスタとコンパレータと
を含む。

この発明の他の特徴及び利点は、添付の図面によって示
される好ましいが限定されない実施例の記載によって、
より明らかにされる。

［実施例］第１図の回路は（Ａ）ブロックＨ（ω）　（１０）によ
って象徴的に表わされた伝送手段と、（Ｂ）並列に配置
された２つのブロックＢ、（１）及びＢ、（２）と、（
Ｃ）平均パワーＲ１及びＲ２を有する２つの検出器と、
（Ｄ）Ｒ１及びＲ２から得られる信号のコンパレータＡ
　Ｏ（３）とを含む。Ａ、（３）の出力における信号Ｅ
ｕは選択的フェージングによって生じる非対称の測定値
を示す。

信号ｘ　”　（ｔ）は伝送された信号であり、伝送周波
数帯域Ｈ（ω）　　（１０）を表わす共通ブロックの入
力となる。このブロックの出力ｅ　（ｔ）は非対称を測
定するシステムの入力信号である。フェージングがない
ものと仮定した場合、周波数変化に対して一定となるＨ
（ω）が得られ、ゆえに振幅ひずみは存在しない。この
場合、Ｈ（ω）及びブロックＢ、によって形成される伝
達関数を考慮すると、第２図に示すような２つのカスケ
ード構成のブロックが得られ、このブロックはモジュー
ル対周波数特性を表わす。Ｈ（ω）及びブロック２によ
って形成される伝達関数を考慮した場合、第３図に示す
２つのカスケード構成のブロックが得られる。

したがって、伝送中においては、ひずみがなく平均パワ
ーをもつデータスペクトル（第４図）が、ブロックＢ１
の入力とブロックＢ、の入力に供給される。ブロックＢ
１とブロックＢ２によってひき起こされるひずみは過渡
状態におけるスペクトルの平均パワー変化を示すのに適
している。

スペクトルにひずみがなく、ｆＣ（データスペクトルの
中心周波数）に関して対称であり、２つのブロックのス
ロープＰ１及びＰ８が等しく、反対の符号を有するとき
、ブロックＢ、によって決定される変化は、ブロックＢ
２によってひき起こされる変化に等しく、したがっ゛て
Ｂ＋及びＢ２（第１図）の下流に設けられた検出器Ｒ１
及びＲ２によって、同一の平均パワーが測定され、この
測定値を比較するコンパレータ、例えば演算増幅器Ａ０
はフェージングが存在しないことを示す（Ｅｕ＝Ｏ）。

逆に、フェージングが存在し、周波数ｆ０（ノツチ周波
数）がシステム帯域内にないときは、モジュールＨ（ω
）は第５図及び第６図に示されるようなスロープによっ
て表わされる帯域内特性を有する。

データスペクトルＢ、の平均パワーは、スペクトルＢ２
の平均パワーよりも大きく、したがって、２つの検出器
Ｒ１及びＲ２によって測定されるがパワーは異なること
がわかる。したがって、これらの測定値は単一の演算増
幅器によって比較され、フェージングの存在が示される
（Ｅ、≠Ｏ）。

ｆｏが帯域内に保持される場合も、２つの検出器のパワ
ー測定値は異なり（第９．第１０図）、実際、１つのブ
ロックはひずみを減少し、他のブロックはひずみを増大
し、これより、第８図に示すような特性が得られる。第
１１図も同様に参照。

この場合、ブロックＢ１及びＢ２　　（第７図）には、
伝送中のデータスペクトルがすでにひずんだ状態で到来
し、ブロックＢ、は増加する。これに対し、ブロックＢ
２はこのひずみを減少させる。

この状態は第８図に示された構成によって表わされる。

これより、データスペクトル１　（ＳＤ、）の平均パワ
ーは、データスペクトル２　（Ｓｎｘ　）の平均パワー
より大きく、２つの検出器Ｒ，及びＲ２のパワー測定値
は再び異なることがわかる。

フェージングが存在するときに装置がその存在を示さな
いただ１つの場合は、ｆｏ＝ｆｃとなるときである。

ある特性曲線に従えば、検出器の出力は、入力のパワー
レベルに関する電圧であり、パワーレベルが大になるほ
ど出力の電圧値が大になる。又はこの逆も成り立つ。こ
のようにして、データスペクトル１（ＳＤＩ）の平均パ
ワーがデータスペクトル２（ＳＤ、）の平均パワーより
も大のときは、検出器Ｒ１の出力電圧が検出器Ｒ２の出
力電圧よりも大となることが明らかである。これらの２
つの電圧の相違は、フェージングが存在するかどうかを
示すだけでなく、ｆｏがｆｃの右側に位置しているか左
側に位置しているかを示す。さらに、この相違は帯域ひ
ずみの値の品質指数であり、２つの電圧の相違が大であ
るほどひずみが大となる。

又、この逆も成り立つ。

この発明に係るシステムは、さらに他の利点・発展及び
応用を有する。特に非対称テスタによって検出された電
圧を処理することによって、中央ノツチに関する情報を
抽出して分散テスタを得ることが可能である（分散は振
幅分散とみなされる）。

第１２図のブロック図は非対称テスタであり、その出力
にはデータスペクトルの非対称に関する２つの電圧■１
及び■２が供給される。

中央ノツチを有するフェージングに関する情報は２つの
検出電圧を加算し、その結果をフェージングがないこと
を表わす基準電圧と比較することによって得られる。

自動利得制御（ＡＧＣ）はひずみ検出器の入力に配設さ
れる。モジュールが同期装置の後段にそう人されるので
本実施例においてはＡＧＣは不可決の要素である。これ
によって、データスペクトルの中心帯域に対する処理効
率を減少させるフェージングパラメータの変化があって
もレベルが安定となる。この欠点を克服するために選択
フィルタＦ８を有するＡＧＣが追加された。

同期装置がモジュールの後段で使用されない場合、ＡＧ
Ｃは余分なものとなる。

したがって、分散テスタは３つの電圧ｖｌ。

Ｖ　＊　、　Ｖ　ｍを有し、これらの電圧は選択的フェ
ージングによってひき起こされた振幅ひずみに関する情
報を提供する。

得られたひずみ測定値は伝送搬送波に関して変調された
データスペクトルの分散、すなわち、振幅ひずみを発生
するスイッチング基準又はスイッチング制御を選択的フ
ェージングに対抗して発生可能にする。

現在まで、スイッチング制御の発生はベースバンドで行
なわれるＢＥＲ（ピットエラーレート）測定を基礎とし
ている。

この方法はパリティを使用するものであり、各受信フレ
ーム中に計数される偶数又は奇数となる数をある時間、
同じ伝送フレーム中に計数される偶数又は奇数となる数
と比較するものである。あるタイムスロット内に試験さ
れたバリティ不一致の数がある数を越えるとき、エラー
レートの測定ブロックはアラームを供給する。アラーム
には２種類あり、１つはＢＥＲが１０−８に等しいとき
に発生され、他の１つはＢＥＲが１０−６に等しいとき
に発生される。第１のアラームは第２のアラームよりも
優先度がより大きいことが明らかである。

いわゆるジグネチャＦＲ，及びＦＲＹ（すなわち、選択
的フェージング及びエラーレートを表わすモデルのパラ
メータに関するグラフ）が、所定の変復調システム、例
えば、クオドラチャ４　Ｑ　Ａ　Ｍ／　３４　Ｍｂｉｔ
の振幅変調システムに対してＢＥＲ＝１０−”及びＢＥ
Ｒ＝１０−’として描かれたとき、第１３図のような曲
線が得られる。

これらの曲線からＦＲ，及びＦ　Ｅ　ｚは良く似た特性
を有し、ＢＥＲ＝１０’″６アラーム及びＢＥＲ＝ｉｏ
−”アラームはほとんど同時になることがわかる。

ＢＥＲ＝１０−”をサービス外のしきい値とした場合、
ＢＥＲ＝１０−’に対して描かれたシグネチャに関する
周波数リーディング又は期待値としてのアラーム基準を
さらに発生することが不可欠となる。さらに、上記のス
イッチング制御の発生においては、エラーレートを達成
するためにエラーをベースバンドで検出することが不可
欠である。

この発明の利点によれば、この発明は、上記したいずれ
の欠点ももたず、最適なスペースを有する拡大されたシ
グネチャを提供するスイッチング基準システムを発生す
るのに適する。

さらにこの発明は、ＢＥＲ＝１０−’として描かれたシ
グネチャに関する所望のリーディングアラーム基準を生
成することを可能にする。

この発明は、システム構造上の応用に対しても利点をも
たらす。実際、装置が（１＋１）スイッチングシステム
、伝送チャンネル、スタンバイチャンネル内で使用され
ると仮定した場合、スタンバイラジオビームへの切換え
はエラー状態に関してかなりリードしているか又は予期
される。

この点に関して、フィールドトライアルテストによって
、上に述べたことが真実であることを確認し、システム
の効率が低下するただ１つの可能性として、等しいか又
は主となるエラーレートの影響のためスタンバイビーム
が利用可能でない状態を明白にする。スイッチングシス
テム（ｎ＋１）／（ｎ＋２）が使用された場合、スイッ
チングの前にスタンバイをエラー状態になろうとするチ
ャンネルに合わせることが必要なので、装置の使用が大
変重要となる。この配置は所定の時間を要するので、受
信端でのエラー検出より以前に高速スイッチングを実行
可能にする装置を配置することが特に重要となる。

この装置を使用することによって得られる利点は、スイ
ッチングがより効率的になることであり、エラー状態に
おいてスイッチングが行なわれるのを回避できる。エラ
ー状態を制限するには、デジタルラジオリンクの性能を
改善すること、より正確には、エラー基準（ＣＣＩＲ推
奨）すなわち５ｅｖｅｒｅｌｙ　Ｅｒｒｏｒｅｄ　５ｅ
ｃｏｎｄｓ　（Ｓ　Ｅ　Ｓ　、　Ｂ　Ｅ　Ｒ＝１０−’
）　、　Ｄｅｇｒａｄｅｄ　Ｍｉｎｎｔｅｓ　（ＤＭ、
　Ｂ　Ｅ　Ｒ＝１０−’）　Ｅｒｒｏｒｅｄ　５ｅｃｏ
ｎｄｓ　　（Ｅ　Ｓ　、少なくとも１つのエラーの瞬間
）　、　Ｒｅ５ｉｄｕａｌ　Ｂｉｔ　Ｅｒｒｏｒ　Ｒａ
ｄｉ。

（ＲＢＥＲ）を減少させることである。

スイッチング基準を実行するために前記データスペクト
ル内のひずみのＩＦ測測定実行され、この測定で得られ
た情報は従来の１０−’に等しいＢＥＲシグネチャに関
する曲線（ＩＦシグネチャ）を描くために処理される。

このＩＦシグネチャは、選択された変復調のタイプに対
してエラー状態となる選択性フェージングによるひずみ
に関する値の曲線を表わしている。ＩＦシグネチャは１
０−６シグネチヤの範囲よりもはるかに広い周波数範囲
に拡大することによって周波数リーディング又は期待値
を発生し、その振幅はより大きな振幅となり、２つの曲
線間にはかなりのギャップが存在する。

関連装置は、少なくとも２つのトリガからなる回路がひ
ずみ測定回路に付加されることによって特徴づけられる
。

この発明の他の特徴及び利点は第１４図及び第１５図で
表わされた構成の説明から明らかになる。

第１４図は、ＢＥＲＩ　Ｏ−’　（ＦＲｚ　）シグネチ
ャとＢＥＲｌ　０−”　（ＦＲＩ）シグネチャ（第１３
図に示される、それらは概して互いに近似しすぎる）と
の比較ではなく、選択性フェージングパラメータがアラ
ーム駆動を起こすしきい値を越えるＩＦで描かれた基準
ＦＲＲ（ＩＦ）シグネチャとＢＥＲＩＯ−’（ＦＲ’ｚ
）シグネチャとの比較であることを示す。

言い換えると、ＩＦにおけるＦＲＲ曲線は、適合するタ
イプの変復調（この場合、４ＱＡＭ／３４Ｍｂｉｔ）に
対してエラー状態になる選択性フェージングひずみに対
応する曲線である。

第１４図のＡは、ＢＥＲ＝１０−’のときにおけるＦＲ
′、シグネチャに関する新アラーム基準周波数リーディ
ング又は期待値を示す。

第１５図はこの発明に係る装置の好ましい実施例を示す
。ひずみ検出器となる装置の前段は第１２図の回路と実
質的に同じであり、ブロックＨ（ω）　（１０）で表わ
される伝送手段と、増幅器ＡＭ（１１）と選択フィルタ
Ｆｓ（１２）と検出器（１３）と２つの分岐とを含み、
各々が等しいスロープを有し、かつ逆符号の曲線を有す
るブロックＢ＋　、Ｂ＊及び検出器Ｒ，，Ｒ２を含む。

Ｒ，及びＲ２からの出力信号Ａ及びＢはＳＩにおいて減
算され、Ａ。

において加算される。Ｓ、からの出力信号Ｓ２は２つの
ブロックＢ３及びＢ４に供給される。その電圧・周波数
特性は各ブロックの内部に表わされている。この特性（
Ｖ対ｆ）は大きさが等しくデータスペクトルの中心周波
数（ｆｃ）に関して対称となる。

さらに、基準電圧Ｖ　＊　ｅ　ｔはＡはＢの加算器Ａ。

に供給され、その出力信号Ｓ、はｆｃを特徴とする特性
Ｖ　（ｆ）を有するブロックＢｓに供給される。ブロッ
クＢ、に対するイネーブルＡＢは回路１５によって与え
られ、この回路１５はＡが供給されるブロックＢ６及び
Ｂが供給されるブロックＢ７からの出力１８及び１９を
それぞれ受信する。

Ｂ３からの出力信号２０及びＢ４からの出力信号２１及
びＢ６からの出力信号２２はアラーム信号ＡＬＬを供給
する他の回路２５　（ｎＮＡＮＤ。

ｎ　ＮＯＲ又は１５と同様の回路）に供給される。

前記したひずみ測定により、データスペクトルの非対称
検出を使用することによって適応型イコライザを実現す
ることが可能である。より詳細には、この発明は中間周
波数（ＩＦ）でのみ振幅のイコライジング（等化）を適
応的に行なうことによって、選択性フェージングに対し
て効率の良い対策を提供する。すなわち、この発明は伝
送チャンネルモジュールのいかなるひずみをも等化する
が、群遅延ひずみは不変である。

従来、適応型イコライジング（等化）はひずみ測定、す
なわち、約ｎ個の周波数のデータスペクトルのパワー測
定によって実行される振幅分散を利用して行なわれた。

この発明の重要な特徴によれば、全帯域に渡る分散検出
は非対称測定を使用して行なわれ、この測定はイコライ
ジング（等化）構造の駆動に重要である。

関連する装置はイコライザ内のディレィラインとマルチ
プライヤ、イコライザ信号のローテーションブロックと
、２つの加算器ノツチと非対称テスタ内の２つの検出器
と１つのコンパレータとを含む。

他の特徴及び利点は添付の図面の第１６図と第１７図に
よって示される２つの（好ましいがこれに限定されない
）のイコライザについての以下の記載からより明らかに
なる。第１６図及び第１７図の回路構成において、デー
タス・ベクトルの非対称に対する測定システムによって
制御される適応型ＩＦイコライザは異なる構造を有する
。

第１６図は、増倍係数Ａ１を有するマルチプライヤＣＭ
に並行に配置されたディレィラインＴ１から構成され、
データスペクトルの非対称に対する測定システムは前記
イコライザからの出力における信号ｕ　（ｔ）を受ける
。

等化すべき入力信号ｆ２（ｔ）はＴＩ及びＣＭに供給さ
れ、それらの出力信号１及び２は加算器Ｓ１において加
算され、加算器Ｓ１からは等化信号Ｕ（１）が出力され
る。さらにこの発明の重要な特徴によれば、非対称測定
システムはイコライザ後段で得られるイコライザ信号ｕ
　（ｔ）を受ける。

非対称検出に関して、信号ｕ　（ｔ）は２つの異なる加
算ノツチＮＳ、及びＮＳ２において加算される。すなわ
ち、第一のノツチＮＳ、においてディレィラインＴ′１
　（接続３）からの信号Ｕ（ｔ−’ｒ　’　１）と信号
ｕ（ｔ）（接続６）とが加算される。

第２の加算器ＮＳ２は信号ｕ（ｔ−Ｔ　”　１）　（接
続５）とローテーションブロックＢ、（ライン７）がｕ
　（ｔ）を１８０″″回転させることによって得られる
信号−ｕ　（ｔ）とを加算する。

Ｎ　Ｓ　＋からの信号９及びＮＳ２からの信号８は各々
検出器Ｒ１，Ｒ２に供給され、２つの測定電圧Ｖ１及び
Ｖ２はその相違を算出するノツチＤによって比較される
。

比較信号Ｄ１□はイコライザ後段（等化）因数をＳｌに
供給するマルチプライヤＣＭに供給される。

第１７図は第１６図と実質的に同様の回路ブロックを示
すが、イコライザはフィードバック内のブランチ４にお
けるディレィラインＴ＋　と、増倍係数Ａ１を有するマ
ルチプライヤＣＭとを示すフィードバック構成からなる
。すなわち、前記イコライザを駆動する非対称測定シス
テムは第１６図と同様の方法で行なわれ、位相シフトブ
ロックＢ、、２つの加算ノツチＮＳ、及びＮＳ２．２つ
の検出器Ｒ１及びＲ２，さらにコンパレータＤとを有す
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係る装置の回路図であり、第２〜１
１図は第１図の回路の変形例を示す図であり、第１２図
はこの発明の応用を示す図であり、第１３図はＦ　Ｒ＋
とＦＲ，とを比較した図であり、第１４図はＦＲＲとＦ
　Ｒ’　２とを比較した図であり、第１５〜１７図はこ
の発明の好ましい他の応用例を示す図である。Ｆ　Ｉ　Ｇ、　１ＦＩＧ、４ＦＩＧ、５ＦＩＧ、６ＦＩＧ、７ＦＩＧ、８ＦＩＧ、１１

Claims

【特許請求の範囲】

（１）デジタル信号伝送中のデータスペクトルひずみ、
特に選択性フェージングによるひずみを検出してスイッ
チング基準を発生し、前記データスペクトルを適応的に
等化する方法であって、全帯域に渡る分散又は、（干渉
周波数に対して不感となる）全帯域に渡る振幅ひずみを
識別することに基いて、受信信号に対し等しいスロープ
かつ逆の符号を有する２つの平行ひずみを施し、各々の
平行ひずみが遷移状態におけるスペクトル平均パワーの
変化を決定するのに好適し、前記２つの平均パワーを測
定しかつ、この測定によって得られた信号を比較し、比
較結果が等しいときにフェージングがないことを示すと
ともに、等しくないときにフェージングの存在を示すこ
とを特徴とする方法。
（２）フェージングが存在するときは、ノッチ周波数（
ｆ＿ｏ）が帯域外であっても前記２つの平均パワーの測
定値が異なることを特徴とする請求項１に記載の方法。
（３）フェージングが存在しかつ前記ノッチ周波数（ｆ
＿ｏ）がデータスペクトルの中心周波数（ｆ＿ｃ）と異
なるとき、パワーレベルに関する電圧を比較し、２つの
電圧の差が選択性フェージングの存在を示すとともにｆ
＿ｏがｆ＿ｃの左側にあるか右側にあるかを示すことを
特徴とする請求項１に記載の方法。
（４）フェージングの存在下においても、ひずみ測定値
を得るために前記２つの電圧を処理し、フェージングの
ノッチ周波数（ｆ＿ｏ）がデータスペクトルの中心周波
数（ｆ＿ｃ）に等しいことを特徴とする請求項３に記載
の方法。
（５）前記２つの電圧の差が所定の特性曲線に従うパワ
ーレベルに関し、前記差を帯域内ひずみの品質指数とみ
なし、前記差が大であるほどひずみが大となり、この逆
も成り立つことを特徴とする請求項４に記載の方法。
（６）スイッチング基準又は制御が、伝送搬送波上の変
調データスペクトルに関する分散又はひずみを発生する
選択性フェージングに対抗すべく発生され、前記データ
スペクトルのひずみ測定がＩＦで実行され、この測定の
情報が従来の１０＾−＾６に等しいＢＥＲシグネチャに
関する曲線（ＩＦシグネチャ）を描くべく処理され、こ
のＩＦシグネチャが選択された変復調タイプに対してエ
ラー状態となる選択性フェージングによるひずみに関す
る値の曲線を表わすことを特徴とする請求項１に記載の
方法。
（７）前記ＩＦシグネチャが、シグネチャ１０＾−＾６
の範囲よりも広い周波数範囲に渡る周波数リーディング
又は期待値を発生し、前記ＩＦシグネチャがより大きな
振幅を有しかつ２つの曲線間にかなりのギャップを有す
ることを特徴とする請求項６に記載の方法。
（８）スタンバイビームに対するスイッチング回数がラ
ジオ伝送（タイプ１＋１、ｎ＋１、ｎ＋２…）において
かなり減少することを特徴とする請求項７に記載の方法
。
（９）前記ひずみの適応型イコライジング（等化）が振
幅のみに施されるように中間周波数（ＩＦ）で実行され
、伝送チャンネルモジュールのいかなるひずみをも等化
しかつ群遅延ひずみを変化させないことを特徴とする請
求項１に記載の方法。
（１０）前記分散検出がフィルタを使用しないで関連す
る非対称を測定して全帯域に渡って実行され、かつこの
分散検出により得られる信号がイコライザ構造を駆動す
ることを特徴とする請求項９に記載の方法。
（１１）非対称の測定がイコライザ信号に関して実行さ
れることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
（１２）実質的に等しいスロープでかつ逆の符号を有す
る２つの並行なひずみブロック（Ｂ＿１、Ｂ＿２）と、
各々が前記ブロックの各々に関連する２つの平均パワー
メータ（Ｒ＿１、Ｒ＿２）と、このパワーメータから得
られる信号のコンパレータ（Ａ＿０、Ｓ＿１、Ｄ）とを
少なくとも含むことを特徴とする請求項１に記載の方法
を実施するための装置。
（１３）前記平均パワーメータの各々が、所定の特性曲
線に従って入力パワーレベルに関する電圧を供給するこ
とを特徴とする請求項１２に記載の装置。
（１４）前記ひずみ測定回路に加えて、少なくとも２つ
のトリガ（Ｂ＿３、Ｂ＿４、Ｂ＿５）からなる回路を有
し、そのうち１つのトリガ、好ましくは測定信号を加算
するトリガにフェージングがないことを表わす基準電圧
を供給することを特徴とする請求項６に記載の方法を実
施するための装置。
（１５）イコライザ内の少なくともディレィライン（Ｔ
＿１）と、マルチプライヤ（ＣＭ）と加算器（Ｓ＿１）
とを含み、前記非対称測定手段がイコライザ信号のロー
テーションブロック（Ｂ＿１）と２つの加算器ノッチ（
ＮＳ＿１、ＮＳ＿２）と２つの検出器（Ｒ＿１、Ｒ＿２
）とコンパレータとコンパレータ信号を前記マルチプラ
イヤ（Ｄ＿１＿２）に供給する線を含むことを特徴とす
る請求項９および１０に記載の方法を実施するための装
置。
（１６）前記マルチプライヤと前記イコライザの前記デ
ィレィラインとが互いに並行であり、前記非対称測定手
段が第２ディレィライン（Ｔ′＿１）を含むことを特徴
とする請求項１５に記載の装置。
（１７）前記イコライザが前記マルチプライヤ（ＣＭ）
と共にフィードバック構造（第１７図の分岐線４）を有
し、前記ディレィラインが前記フィードバック線上の前
記マルチプライヤと直列であることを特徴とする請求項
１５に記載の装置。