JPH0318784A - Ｆｍ―ｃｗ測距方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、階段状変調信号を用いて周波数変調された連
続波（以下、ＦＭ−ＣＷという）により目障物との距離
を測定するＦＭ−ＣＷ厠距方法に関する。

［従来の技術］ 従来より、ＦＭ−ＣＷを目標物に送信して、この送信波
と該目標物からの反対である受信波とのビート信号によ
り、該目標物との距離を測定するＦ　Ｍ　−　Ｃ　Ｗａ
ｌ距方法が用いられている。

例えば、飛行中の航空機を目標物としてこの航空機の高
度を／ＩＩｌ１定する場占には、地上に設けられたアン
テナから送信波を発し、該航空機からの反射である受信
波を受け取って、送信波と受信波とを混合してビート信
号を発生させ、このビート信号に含まれる周波数情報に
より該航空機の高度を演算するＦＭ−ｃｗａｐ＋距方法
が有意である。

第３図には、従来のＦ　Ｍ　−　Ｃ　Ｗａｌｌｌ距方法
の一例が示されている。

この従来例においては、送信波の発生に係る変調信号と
して鋸彼等の直線スロープを有する信号が用いられ、こ
の変調信号により周波数変調されたＦ　Ｍ信号は、第３
図に示されるように直線的に変化する周波数Ｆ　（ｔ）
を有している。

すなわち、例えば電圧制御発振器（以下、ＶＣＯという
）に直線状スロープを有する変調信号を入力して得られ
るＦＭ信号は、ｖＣＯの近似的に線形な発振特性により
、周波数Ｆ　（ｔ）が近似的に直線的に変化する期間を
有する信号であり、このＦ　Ｍ信号が送信波として目標
物に送信される。

また、前記ＶＣＯの発振特性は、理想的には線形の発振
特性が好ましいが、実際にはある程度の非線形性を有す
る近似的に線形な特性である。このため、一般には、前
記非線形性を補償するりニアライザ回路を前記ＶＣＯに
付設し、この■ＣＯ及びリニアライザ回路の全体として
線形の発振特性が得られるように、前記ＦＭ信号の発生
に係る変調回路が構威される。

さらに近年においては、前記ＦＭ信号の発生にデジタル
信号を用いるＦＭ−ＣＷ測距方〆去が行われている。

すなわち、直線的に周波数Ｆ　（ｔ）が変化するＦＭ信
号を直接的に発生させ、かつ前記Ｖｃｏの非線形性を補
償しようとする場合、該補償に係るリニアライザ回路（
いわゆる、アナログ・リニアライザ）の安定性、調整可
能性等の確保が困難であるため、例えばＶｃｏの発振特
性の非線形性補償分を包含するデジタル信号により、変
調信号を発生させ、この変調信号により、周波数Ｆ　（
ｔ）が近似的に直線変化するＦＭ信号を発生させる方法
が有意である。

この方法においては、ＦＭ信号発生に係る変調信号は、
階段状変調信号となる。この階段状変調信号は、例えば
所定の微少周期である階差時間ｔ８で階段的に電圧値が
ｊ曽加する電圧信号であって、該時間ｔＳより十分大き
い時間である変調周期Ｔ毎に階段状部分が繰り返す近似
的鋸波の信号である。すなわち、変調周期Ｔに比べ、例
えばリニアライザ回路の駆動周期である階差時間ｔ　を
Ｓ 十分小さくとることにより、階段状部分が直線状スロー
プとみなすことができる階段状変調信号が発生される。

従って、この近似直線状スロープの階段状変調信号によ
り周波数変調されたＦ　Ｍ信号である送信波を前記目標
物に送信した場合には、該目標物からの反射である受信
波は、第３図において破線で示されるように送信波と平
行の直線状スロープを有する周波数変化のＦＭ信号とみ
なすことができる。

前記送信波と受信波の関係は、前記目標物との距離Ｈに
応じた遅延時間τ及び該送信波と受信波の混合に係るビ
ート周波数ｆ，とにより記述される。

すなわち、前記ビート周波数ｆｂは、前記送信波と受信
波との混合に係るビート信号に含まれる周波数情報であ
る。第３図に示されるような、送信波及び受信波の直線
状スロープとみなすことのできる部分によるビート信号
においては、前記ビート周波数ｆ，は該信号の周波数、
従って送信波と受信波の周波数差と一致する。ここで、
前記遅延時間τは前記目標物との間を電波が往復するの
に要する時間であるため、前記距離Ｈとの間に次の様な
関係が或立する。

τ−２Ｈ／Ｃ　　　　　　　　　　　・・・（１）ここ
で、Ｃは光速である。一方で、前述のように送信波の階
段状部分は周波数変化が一定勾配の直線状スロープとみ
なすことができるため、前記遅延時間τとビート周波数
ｆ，との間には、比例関係がある。すなわち、 τ一ｆｂ／　（ｄＦ／ｄ　ｔ）　　　　　・・・（２）
式（１）及び式（２）により、次の関係が成り立つＯ Ｈ−ｆ，・Ｃ／（２・ｄＦ／ｄｔ）・・・（３）このよ
うに、ビート周波数ｆ，を検出することにより、式（３
）に基づき所定の値ｄＦ／ｄｔを用いて前記目標物との
距離Ｈを演算決定することができる。

前記ビート信号を、第３図において上向矢印で示される
ようなタイミングでサンプリングすると、該ビート信号
はＡ／Ｄ変換されて、ステップ的に値の変化する周期的
信号となる。このＡ／Ｄ変換後のビート信号の基本的周
波数は、前記ビート周波数ｆ，と一致するため、該信号
を例えば高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴという）する
と、該ビート周波数ｆ，がデータとして抽出される。

従って、このような構或を有する従来のＦＭ−ＣＷ７ｌ
ＩＩＩ距方法によれば、目標物への送信波及び目標物か
らの受信波のビート周波数ｆ，が検出され、目標物との
距離Ｈが演算決定されるため、該距離Ｈの７１１１定が
可能である。

第４図には、この従来のＦ　Ｍ　−　Ｃ　ＷδＰ１距方
峡における送信波の周波数Ｆ（（）の変化及びスペクト
ルが示されている。

第４図（ａ）には、理想的な直線状スロープを有する送
信波の周波数変化が示されている。この送信波のスペク
トルは、第４図（ｂ）に示されるように、変調周期Ｔの
逆数１／Ｔを基本周波数とする漸減的離散スペクトルで
ある。

第４図（ｃ）には、前記階段状変調信号を用いて周波数
変調されたＦＭ信号である送信波の周波数変化が示され
ている。図においては、理解のために階差時間（　が比
較的大きく描かれている。

Ｓ この送信波のスペクトルは、第４図（ｄ）に示されるよ
うに、第４図（ｂ）と同様のスペクトルに階差時間ｔ　
の逆数１／ｔ　　を基本周波数とするＳＳ 漸減的離散スペクトルが重畳されたスペクトルとなる。

［発明が解決しようとする課題］ 以上のような構成を有する従来のＦＭ−ＣＷ）１１距方
法においては、送信波の高周波或分を確保することが困
難であり、送信波の直線性が劣化し、ひいては測定精度
低下が生じるという問題点があった。

％Ｊえば、第４図（ｃ）に示される階段状部分を有する
送信波において、直線性確保、すなわち第４図（ａ）に
示される直線状スロープを有する送信波への精度よい一
致を実現しようとする場合、階差時間ｔ　を十分小さく
しなければならず、従Ｓ って変調信号を該信号発生に係る手段の著しく高速な装
置動作により発生させねばならないが、一般にこのよう
な高速動作は困難であり、送信波の直線性確保が困難で
あった。

また例えば、前記階段状部分の発生に伴って生じる高次
スペクトル、すなわち第４図（ｄ）に示されるような基
本周波数１／ｔ　　の離散スベクトＳ ルを消去するめに、カットオフ周波数１／２ｔ，（１／
Ｔより十分高く、１／ｔｓより十分低ければ、他の周波
数でもかまわない）の低域通過ブイルタ（Ｌ　Ｐ　Ｆ）
を用いた場合には、スペクトルは第４図（ｆ）のように
なり、送信波の直線性も部分的に向上する。しかし、こ
の場合の送信波は、高周波成分が濾波されているため、
第４図（ｅ）に示されるように、波形の鋭角部分（すな
わち高次スペクトルの寄与が比較的大であった部分）に
リンギングが発生し、送信波全体としての直線性は第４
図（Ｃ）に比べかえって劣化する。

これらの場合には、ビート信号に高次成分が発生するな
ど、目標物との距離７１１＋定精度低下等を引き起す原
因が生じていた。

本発明は、このような問題点を解決することを課題とし
てなされたものであり、階段状変調信号を用いつつ、こ
の階段状変調信号に伴う高次スペクトルの影響を排除し
て、容易かつ正確に目標物との距離の測定を行うことを
可能にするＦＭ−ＣＷ　ｉｌｌｌｌ　ｌ？［ｉ方法を提
洪することを目的とする。

［課題を解決するための手段］ 前記目的を達成するために、本発明は、ビート信号を、
階段状変調信号のそれぞれの階段の時間である階差時間
毎に、かつ送信波と受信波の周波数が一致する時点にお
いて、サンプリングすることにより、ビート周波数を検
出することを特徴とする。

［作用］ 本発明においては、ビート信号が階差時間毎にかつ送信
波と受信波の周波数が一致する時点においてサンプリン
グされる。このサンプリング時点においては、前記送信
波と受信波の周波数差と、前記送信波に対する受信波の
遅延時間と、により決定される値であって、ビート信号
の基本周波数戊分の泣相に相当する値である電圧値がサ
ンプリングされる。従って、前記ビート信号をこのよう
にサンプリングして得られる信号は、基本周波数がビー
ト信号の基本周波数、いわゆるビート周波数に一致する
信号となる。そして、このサンプリングして得られる信
号の基本周波数を検出することにより、ビート周波数が
検出され、さらに目標物との距離が演算される。このよ
うに、階段状変調信号に係る送信波の高次スペクトルの
存在にかかわりなく、目漂物の距離測定が行われる。

［実施例］ 以下ミ本発明の実施例を図面に基づいて説明する。

第１図には、本発明の一実施例に係るＦＭ−ＣＷ測距方
法が示されている。

この実施例においては、送信波は第４図（Ｃ）に示され
る従来の送信波と同様に階段状に周波数Ｆ　（ｔ）が変
化する部分を有している。目標物にこの送信波を送信し
て、該目標物の反射に係る受信波を保った場合には、送
信波と受信波とは、目標物との距離Ｈに係る遅延時間τ
だけ時間方向にずれた信号となる。

さらに、この実施例においては、前記階段状部分を有す
る送信波の発生に係る階段状変調信号の階差時間ｔ　は
、所望の測定距離範囲の上限に係Ｓ る遅延時間の上限値τ　　より大きく設定され、ａ＋ａ
Ｘ さらに、後述のサンプリングにおいてサンプリング定理
を満たすように、予め設定されている。

このような送信波及び受信波の混合により、第１図に示
されるように、送信波と受信波の周波数差Δｆの周波数
の波形及び直流波形が交互に繰返されるビート信号が発
生される。すなわち、送信波に対して受信波が遅延時間
τだけ遅延しているため、送信波と受信波の周波数が一
致しない明間（以下、不一致期間という）と、一致する
期間（以下、一致期間という）が交互に発生するが、前
者においては送信波と受信波の周波数差Δｆの信号が、
後者においては送信波と受信波の位相差φに応じて定ま
る値の直流信号が、ビート信号として発生される。

ここで、前記位相差φと遅延時間τとの間には、遅延時
間τがそれぞれの不一致期間の継続時間であることによ
り、次のような関係がある。

φ一τ・２πＦ　　　　　　　　　・・・（４）さらに
、階差時間ｔ　後の次の不一致期間におＳ いては、周波数がＦ十Δｆに変化するのに伴い、前記位
相差φは、φ＋Δφに変化する。この位相差変化Δφは
、式（４）の変形により次のように表される。

Δφ一τ・２πΔｆ　　　　　　　　・・・（５）式（
５）の両辺を階差時間ｔ　で除した量は、位Ｓ 相差φの時間変化率に相当し、次のように表される。

Δφ／ｔ　一τ・２πΔｆ／ｔ　　　・・・（６）ＳＳ ここで、前記周波数差Δｆは、それぞれの不一致期間に
ついて一定であるため、式（６）の両辺は定数となる。

従って、位相差φの変化波形は、位相変化率（いわゆる
角周波数）一定の周期波（いわゆる正弦波）のサンプリ
ング波形と一致する。

このようなビート信号について、本発明の特徴に係るサ
ンプリングを行うと、第１図にＡ／Ｄ変換後に係るビー
ト信号として示されるような階段状周期波形の信号が得
られる。すなわち、本発明の特徴とするように、前記一
致期間について、階差時間ｔ　でサンプリングを行う場
合には、サンＳ ブリング出力としてそれぞれの一致期間における位相差
φに対応する直流信号が得られる。この位相差φは、式
（６）の両辺を２πで除して得られる周波数、すなわち ｆｂ一τ・Δｆ　／　ｔ　ｓ−・・（７）のように表さ
れるビート周波数ｆ，を基本周波数とする周期的な変化
量である。第１図に示される前記Ａ／Ｄ変換後のビート
信号について、例えばＦＦＴ処理をほどこすことにより
、前記ビート周波数ｆ，に係る情報が抽出され、さらに
式（１）及び（７）により得られる関係 Ｈ−ｆ，・Ｃ／（２・Δｆ／ｔ８）・・・（８）に基づ
き演算を行うことにより、前記目標物との距離Ｈが演算
決定される。

第２図には、本実施例に係るＦＭ−ＣＷ７］ＦＪ距方法
を用いたＦＭ−ＣＷ測距装置のシステム構成が示されて
いる。

入力電圧に応じた周波数で発振するＶＣＯＩＯの発振特
性がデータとして格納されたメモリ１２には、該メモリ
１２のアドレス指定に係るデータを発生するアドレスゼ
ネレータ１４が接続され、さらに該メモリ１２にはメモ
リ出力のＤ／Ａ変換を行うＤ／Ａ変換器１６が接続され
ている。また、前記Ｄ／Ａ変換器１６には更に、前記Ｖ
ＣＯ　１　０が接続されている。

すなわち、前記アドレスゼネレータ１４において発生し
たデジタルデータは、前記メモリ１２におけるデータ格
納に係るアドレスであり、従ってアドレスゼネレータ１
４の出力がメモリ１２に入力されることにより、メモリ
１２の一アドレスが指定され、該アドレスに格納された
データが出力される。さらに、このメモリ１２の出力に
係るデータは、前記Ｄ／Ａ変換器１６においてＤ／Ａ変
換され、アナログ電圧として前記ＶＣＯＩＯに入力され
る。ここで、前記メモリ１２には、ＶＣＯ１０の発振特
性データが格納されているため、ＶＣＯＩＯの発振周波
数は、前記アドレスゼネレータ１４の出力データに対応
した周波数となる。

前記アドレスゼネレータ１４には、後述の距離演算とと
もにＶＣＯＩＯの発振周波数制御を行うＣＰＵ１８が接
続されている。

すなわち、前記アドレスゼネレータ１４は、前記ＣＰＵ
１８の要求に応じて前記メモリ１２のアドレス指定を行
う。従って、前記ＣＰＵ１８の要求を時系列的に変化さ
せることにより、前記ＶＣ０１０の発振周波数Ｆは関数
Ｆ　（ｔ）として表されるような時間変化を有する周波
数となる。換言すれば、前記ＶＣＯ１０の出力はＣＰＵ
１８の要求に応じて周波数変調されたＦＭ信号となる。

前記ＶＣＯＩＯには、人力信号を２方向にに分岐出力す
る方向性結合器２０が接続され、該方向性結合器２０の
一方の出力端には、送信アンテナ２２が接続されている
。

すなわち、前記ＶＣＯ１０の出力であるＦＭ信号は、前
記方向性結合器２０を介して送信アンテナ２２に供給さ
れ、該送信アンテナ２２は該ＦＭ信号を目標物への送信
波として放射する。

また、２個の人力信号を混合し、該信号の差信号を出力
するミキサ２４には、前記方向性結合器２０の他の出力
端とともに、目標物からの反射である受信波を受信する
受信アンテナ２６が接続されている。

前記ミキサ２４においては、前記送信波が前記目標物に
送信され、反射されて前記受信アンテナ２６に受信され
る受信波であって、前記送信波と同様に周波数変調され
た信号が、前記方向性結合器２０の分岐出力に係るＦＭ
信号と混合される。

このとき、これらの信号の間には、目漂物との電波往復
に係る遅延時間τが発生しているため、前記ミキサ２４
の出力であるビート信号は、前記送信波と受信なもの差
の周波数の信号となる。前記送信波が、第１図に示され
る階段状の送信波である場合には、前記一致期間には位
Ｆ目差φを示す直流信号が、前記不一致期間には周波数
差Δｆの周波数の信号が、ビート信号としてミキサ２４
から出力される。

前記ミキサ２４には、ミキサ出力であるビート信号をｉ
曽幅するアンプ２８を介して、本発明の特徴に係るサン
プリングを行うＡ／Ｄ変換器３０が接続されている。さ
らに、前記Ａ／Ｄ変換器３０には、前記アドレスゼネレ
ータ１４、メモリー２及びＤ／Ａ変換器１６の動作タイ
ミングを発生させ、本発明の特徴であるサンプリングタ
イミングを発生させるタイミングセネレータ３２が接続
される。

すなわち、前記ビート信号は、前記アンプ２８を介して
前記Ａ／Ｄ変換器３０に供給される。前記Ａ／Ｄ変換器
３０においては、前記ビート信号のサンプリングが行わ
れるが、このサンプリグのタイミングは、前記タイミン
グゼネレータ３２の発生させるタイミングである。前記
タイミングゼネレータ３２においては、前記階差時間ｔ
　を周Ｓ 期とするタイミング信号が発生され、前記アドレスゼネ
レータ１４等と共に、前記Ａ／Ｄ変換器３０に人力され
る。前記Ａ／Ｄ変換器３０においては、第１図に示され
るように、前記一致期間に属する時点であって前記不一
致期間への移行時点近傍の時点において、前記サンプリ
ングが行われる。

さらに、前記Ａ／Ｄ変換器３０には、前記Ａ／Ｄ変換器
３０においてサンプリングされた信号であって、第１図
においてＡ／Ｄ変換後のビート信号として示される信号
のＦＦＴ処理を行うＦＦＴ処理回路３４が接続され、該
ＦＦＴ処理回路３４には前記ＣＰＵ１８が接続されてい
る。

すなわち、前記Ａ／Ｄ変換後のビート信号は、前述のよ
うにビート周波数ｆ，を基本周波数とする信号であるた
め、前記ＦＦＴ処理回路からはビート周波数ｆｂに係る
情報が前記ＣＰ０１８に供給される。前記ＣＰＵ１８に
おいては、式（８）に基づく演算が行われ、目標物との
距離Ｈが決定される。この演算結果である距離Ｈは、こ
の実施例に係る装置の出力として、外部、例えば表示機
器、データ処理機器等に供給される。

このように、本実施例に係るＦＭ−ＣＷｉｌｌｌｌ距方
法によれば、前記目標物との距ｉ１！！Ｈの測定が可能
である。

加えて、変調信号として階段状変調信号を用いつつ、こ
の階段状変調信号に起因する送信波の高次スペクトルの
影響を排除して、前記ａｌｌ＋定を容易かつ正確に行う
ことが可能である。すなわち、直線状スロープを有する
変調信号による直接変調に係るＦＭ−ＣＷ測距方法に比
べ、回路安定性が向上し、調整可能性の確保が可能とな
る。また、階段状変調信号による直線近似に係るＦＭ−
ＣＷｉｌｌ距方法に比べ、高速動作が不要となりかつＬ
ＰＦ使用によるリンギング発生が防止される。従って、
回路安定性、調整可能性を確保しつつ、高速動作不安に
より容易に、かつリンキング発生防止により正確に前記
測定を行うことが可能である。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、階段状変調信号
を用いつつ、該信号に伴う高次スペクトルの影響を排除
して、容易かつ正確に目漂物の距離測定を行うことが可
能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例に係るＦＭ−ＣＷ測距方法
の構成を示すタイミング図、 第２図は、この実施例に係るＦＭ−ＣＷ測距方法を用い
たＦ　Ｍ　−　Ｃ　Ｗ測距装置の構成図、第３図は、従
来のＦＭ−ＣＷａｌｌｌ距方法の構或の一例を示すタイ
ミング図、 第４図は、従来のＦＭ−ＣＷ７ｌＩＩ１距方法による送
信波を示す動作図であって、第４図（ａ）は、直線状ス
ロープを有する変調信号に係る送信波の周波数変化図、
第４図（ｂ）は、第４図（ａ）の送信波のスペクトル図
、第４図（Ｃ）は、階段状変調信号に係る送信波の周波
数変化図、第４図（ｄ）は、第４図（Ｃ）の送信波のス
ペクトル図、第４図（ｅ）は、第４図（ｃ）に示される
送信波をＬＰＦにより高城カットした送信波の周波数変
化図、第４図（ｆ）は、第４図（ｅ）の送信波のスペク
トル図である。 １０　・・・　ＶＣＯ １６　　・・・ ２４　　・・・ ３０　　・・・ ３２　　・・・ ３４　　・・・ 【　　　　・・・ Ｓ Ｆ　　（ｔ） ｆｂ　−゜゜ Ｈ　　・・・ Ｄ／Ａ変換器 ミキサ Ａ／Ｄ変換器 タイミングゼネレータ ＦＦＴ処理回路 階差時間 ・・・　送受信周波数 ビート周波数 距離

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 所定の階差時間毎にステップ的に上昇する階段状波形を
   含み、所定範囲内の電圧値を有する周期的電圧信号であ
   る階段状変調信号を発生させ、前記階段状変調信号によ
   り周波数変調された信号であるＦＭ信号を送信波として
   目標物に放射し、この目標物からの反射を受信波として
   受信して前記送信波と受信波を混合することにより、ビ
   ート信号を発生させ、前記ビート信号の基本周波数であ
   るビート周波数を検出してこのビート周波数により前記
   目標物との距離を演算するＦＭ−ＣＷ測距方法において
   、 前記ビート信号を、前記階差時間毎に、かつ前記送信波
   と受信波の周波数が一致する時点において、サンプリン
   グすることにより、前記ビート周波数を検出することを
   特徴とするＦＭ−ＣＷ測距方法。