JPH03192829A - 歪み補正装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、光フアイバ回路網の高調波及び相互変調歪を
削減する歪み補正装置、特に、発光ダイオード（以下”
　Ｌ　Ｅ　Ｄ　”という）、又はレーザ・ダイオードの
変調入力信号に予め歪みを加えて、ダイオードの非直線
伝送特性を補償することにより歪みを削減する歪み補正
装置に関する。

［従来の技術及び発明が解決しようとする課題］光ファ
イバ回路網では、例えば、テレビ信号の様な多数の信号
を周波数多重化して、ＬＥＤ又はレーザ・ダイオードの
出力を変調するために順次使用されるベースバンド信号
を生成する。信号間の相互変調歪は、ダイオードの非直
線伝達特性により生じ、回路網内にかなりのレベルの干
渉を生じさせて出力信号を歪ませ、回路網の効率を低下
させ、又は回路網を動作不能にすることがある。

米国特許用４，０３２，８０２号明細書には、補償ダイ
オード及びＬＥＤが、ＤＣバイアスのために並列接続さ
れ、且つＡＣ信号源に対して対抗直列接続、即ちアノー
ド同士を向かい合わせて接続された装置を開示している
。この特許は、不要の高調波歪及び相互変調生成成分が
、ＬＥＤの非直線接合容量により生じることを明らかに
している。

歪みの問題を改善するためには、容量特性に関して、Ｌ
ＥＤにできるだけ近似する補償ダイオードを選択し、ダ
イオードのバイアス点を調整して、ダイオードの容量の
効果を等しくする。この方法によれば、ＬＥＤ内の高調
波及び相互変調歪みをある程度まで減少できるが、出力
信号内の歪み生成成分を完全に除去することはできない
。更に、入力電流が増加するにつれて、ＬＥＤは飽和し
、それに従って、ダイオードの出力電力は低下する。

第１３図の曲線（２０）に示す様に、電流が増加するに
従って、入力電流に対してプロットされたダイオードの
出力電力の上昇率は、非直線的に低下する。

第１４図は、−膜内光ファイバ通信回路網（２２）の簡
略図であり、入力信号（６０）はＬＥＤ（５６）の光信
号（図示せず）を変調し、変調出力信号（６８）を生成
する。この変調出力信号（６８）は、アナログ光ファイ
バ回路網（７０）を介して検出器（３２）に送られる。

検出器（３２）は、変調信号（６８）を検出し、入力信
号（６ｏ）に対応する出力信号（６９）を出力する。

この際、検出された出力信号（６９）は、ＬＥＤを変調
する入力信号（６０）に対して直線的に変化することが
望ましい。しかし、ＬＥＤの特性が上述の様に非直線的
であるので、出力信号は、入力信号に対して非直線的に
変化し、チャンネル間の相互変調生成成分及び回路網内
の歪みが存在することになる。

したがって、本発明の目的は、光フアイバ回路網内の高
調波及び相互変調歪みを削減する歪み補正装置の提供に
ある。

本発明の他の目的は、ＬＥＤの非直線伝達特性を補償す
ることにより光フアイバ回路網内の高調波及び相互変調
歪みを削減する歪み補正装置の提供にある。

本発明の他の目的は、飽和によるＬＥＤの電力の低下を
補償する歪み補正装置の提供にある。

［課題を解決するための手段及び作用］本発明の歪み補
正装置は、増加した電流レベルでのＬＥＤの飽和による
影響の他に、ＬＥＤ内に生じる高次高調波歪み及び光フ
アイバ回路網内の信号間の相互変調の影響を補償する装
置であり、パイロット信号を、ＬＥＤを直接に変調する
ベースバンド信号に注入する帰還システムを使用する。

光検出器は、パイロット信号から生じる変調された出力
信号の一部を検出する。検出された信号は、サンプル及
び処理されて、元のベースバンド信号と共に補正回路に
入力される補正係数信号が生成される。補正回路は、ベ
ースバンド入力信号を非直線的に歪ませて補正された信
号を生成し、その後、この補正された信号で、ＬＥＤは
変調される。

この装置は、ダイオードの非直線性を補償し、その結果
、ＬＥＤの出力信号は、元の無歪みの入力信号に正比例
する。

本発明の歪み補正装置は、半導体光源手段と、複数の既
知のパイロット信号及び入力信号を結合し、光源手段の
光出力信号を変調する変調信号を生成する結合手段と、
光源手段からの光出力信号を検出する検出手段と、検出
手段で検出した信号を分析し、パイロット信号により生
じた歪みに応じた補正係数信号を発生する分析手段と、
分析手段が発生した補正係数信号に応じて、変調信号を
予め歪ませる補正手段とを具え、光源手段から上記入力
信号に比例した光出力信号を得ることを特徴とする。

［実施例］ 本発明は、ＬＥＤ又はレーザ・ダイオードの変調入力信
号を予め歪ませ、即ち、予備歪み処理して、ダイオード
の非直線伝達特性を補償することにより、アナログ光フ
ァイバ回路網内の複数の信号チャンネル間の相互変調歪
みを削減する歪み補正装置である。この装置は、回路網
内に複数の既知の試験信号、即ちパイロット信号を注入
し、これらの信号により生じた光出力信号内の歪みを検
出し、この歪みデータを使用して、ダイオードの出力電
力が元の無歪みの入力電流に正比例するように、回路網
の入力信号を予備歪み処理する。入力信号を予備歪み処
理することで、信号間の相互変調生成成分、特に第３次
相互変調生成酸分を効果的に相殺し、高電流レベルでの
ＬＥＤの出力電力の低下を補償する。これにより、回路
網の成る位置での信号出力は、対応する入力信号に対し
て直線的に変化し、回路網内のノイズ・レベル及び相互
変調歪みは減少する。

第１５図は、アナログ光ファイバ回路網を示すブロック
図である。テレビ信号の様な、複数Ｎ個の入力チャンネ
ル（Ｍｎ　（ｔ））（４０）は、周波数多重化されて、
ＬＥＤの出力を変調するためのベースバンド出力信号（
６２）を生成する。ここで、Ｎ個の変調器（４２）は、
各入力信号及び互いに異なる副搬送波周波数信号Ｗｎを
乗算する。

副搬送波周波数は、入力信号のスペクトラム間の重なり
、即ち干渉を防止するために適当に分離される。変調さ
れた複数の信号は、加算回路（４４）で加算されて、合
成信号（６２）が生成される。

この合成信号（６２）は、変調回路（５８）でＬＥＤ　
（５６）を変調するためのベースバンド信号である。第
１５図に示す様に、ベースバンド信号（６２）は、第１
４図の入力信号（６０）と同一である。

ＬＥＤの変調された光出力信号は、光フアイバ回路網（
７ｏ）を介して検出器（３２）に送られ、検出器（３２
）は、ベースバンド信号に対応する出力信号を生成する
。個々のテレビ信号は、各々が副搬送波周波数の１つに
同調するＮ個の帯域通過フィルタ（５２）と、各帯域通
過フィルタの出力が供給されるＮ個の復調器（５４）と
を使用して取り出される。復調器（５４）の出力信号は
、理想的には、入力信号と同一であるが、ＬＥＤの非直
線伝達特性により、出力信号は歪んでいる。

回路網内の歪みを最小にし、ＬＥＤの非直線伝達特性を
補償する第１の方法は、本発明によるＬＥＤの変調電流
の予備歪み処理の様なシステム・レベルの補償を行わず
に、ダイオードの応答が最高になるように、ＬＥＤ及び
変調回路を構成することである。第４図及び第５図は、
ＬＥＤと、ＬＥＤの出力の歪みを軽減し、その応答を改
善するために使用される直接変調回路とを示す。

第１６図に示すＬＥＤ等価回路では、接合容量（２２０
）は、拡散容量及びデプレッション層容量を含み、ＬＥ
Ｄの順方向抵抗（２２２）と並列に位置する。ＬＥＤと
直列な抵抗器（２２４）は、余分のダイオード直列抵抗
及び外部回路抵抗の和を表し、一方、直列インダクタ（
２２６）は、主に接続導線によるインダクタンスを表す
。例えば、数百ＭＨｚの正常動作周波数で、ＬＥＤの順
方向バイアス動作範囲では、接合容量のりアクタンスは
、順方向抵抗よりも１桁大きく、容量のりアクタンスの
変化又は不一致は、非直線順方向抵抗特性の変化に比較
して、高調波及び第３次相互変調歪みに対する影響が制
限される。

第１７図は、ＬＥＤ内の歪み及び相互変調を減少させる
ための変調回路（５８）を示す。この構成は、同一出願
人により１９８９年３月２７日に出願された、　”ＲＥ
ＤＵＣＴＩＯＮ　ＯＦ　ＩＮＴＥＲＭＯＤＵＲＡＴＩＯ
Ｎ　ＤＩＳＴＯＲＴＩＯＮ　ＩＮ　ＬＩＧＨＴ　ＥＭＩ
ＴＴＩＮＧ　ＤＩＯＤＥ”という名称の米国特許出願０
７／３２９，０５２号の特許請求の範囲に記されている
。ＬＥＤ　（５６）は、補償ダイオード（２３２）と、
対抗直列に、即ち、アノード同士が向かい合うように電
気的に接続される。ＬＥＤ　（５６）のカソードは、バ
イアス抵抗器（２３４）の一端と接続される。抵抗器（
２３４）の他端は、接地されたＡＣ電源（２３６）に接
続され、一方、補償ダイオード（２３２）のカソードは
、可変バイアス抵抗器（２３８）の一端に接続される。

可変バイアス抵抗器（２３８）の他端は、接地される。

ＡＣ電源（２３６）は、ＬＥＤを変調するための入力電
流を生成するベースバンド信号又は入力信号を発生する
。ＬＥＤ　（５６）及びダイオード（２３２）のアノー
ドは、ＡＣ信号を阻止するために、インダクタンス（２
４２）を介して、ダイオードのアノードに接続されたＤ
Ｃ電流源（２４０）に対して並列に接続される。ＤＣ電
流源は、ＬＥＤをバイアスし、ＬＥＤは、ＡＣ信号源に
より変調された光出力信号を放射する。ＤＣ電流源も、
接地される。電圧源（２３６）は、例えば電源端子と並
列な第２インダクタンス（図示せず）を介して、抵抗器
（２３４）にＤＣ接地電位を与える。

補償ダイオード（２３２）は、ＬＥＤの順方向抵抗特性
（電圧対電流特性）と同様の順方向抵抗特性を有し、Ｌ
ＥＤの容量と同じ桁であるがそれよりは小さい容量値を
有するように選択される。

シミュレーションの結果、原理的に、ダイオードを対抗
接続することにより、偶数次の高調波が削減できる、即
ち、ブシュプル回路構造が、偶数次高調波を相殺するこ
とが分かった。シミュレーション及び実験の結果は、通
常の歪は、変調周波数に対して相対的に変わらないとい
うことを示し、これにより、容量の差は重要でないこと
が分かる。

更に、シミュレーション結果は、ダイオードの順方向コ
ンダクタンスの効果が一致するとき、高調波及び相互変
調歪みが、幾分減少することを示した。

ＬＥＤのコンダクタンス特性の整合を十分に補償するた
めに、可変抵抗器（２３８）を調整して、２個のダイオ
ードのＤＣバイアス電流を等しくする。この電流は、少
なくとも最初に、バイアス抵抗器（２３４）及び（２３
８）の両端電圧を夫々測定することにより調べる。ＬＥ
Ｄの抵抗値及び補償ダイオードの抵抗値が正確に一致し
ていない場合、又は、回路の他の箇所の抵抗値が均衡し
ていない場合であっても、電流が等しくなるように調整
することにより、十分な整合補償を行うことができる。

ＬＥＤ及び補償ダイオードを対抗直列接続することによ
り、歪み、特に、偶数次高調波に関連する歪みを削減で
きる。実際上、不整合が２５％より小さいＬＥＤ及び補
償ダイオードを得ることは困難であり、したがって、高
調波及び相互変調歪みに悪影響を与える特定のダイオー
ド特性をできるだけ整合することが重要である。第１８
図は、周波数４５０及び５５０ＭＨ２の２つの入力信号
で駆動されるときのダイオード間の、２５％の容量不整
合及び順方向抵抗値整合状態でのスペクトル・プロット
図である。第２次高調波歪みは、９００及び１１００Ｍ
Ｈｚ、約−９７ｄｂの大きさで発生し、第３次高調波の
歪みは１３５０及び１６５０ＭＨｚで約−７５ｄｂの大
きさで発生する。

第１９図は、第１７図の回路での、基本波周波数（４５
０及び５５０ＭＨｚ）及び第３次相互変調周波数に関す
るＬＥＤの直線領域での出力電力対入力電力のプロット
図を示す。基本波電力は、傾斜１で直線的に変化し、一
方、第３次相互変調生成成分は、入力電力の増加と共に
、傾斜３で増加する。これらの直線は、第３次相互変調
が妨害をする点で交差し、これにより、この交点を超え
る入力電力レベルに関しては、相互変調電力が基本波出
力電力より大きくなる。通常の動作では、第３次相互変
調生成成分は、基本波周波数の出力電力より、大幅に小
さく　（例えば、−６０ｄｂ）なるように、交点の下に
留まることが望ましい。

更に、第５次相互変調生成成分（図示せず）は、傾斜５
で直線的に変化し、入力電力が大きすぎれば、基本周波
数の電力より、大きくなることかある。

第１８図に示す振幅は、ＬＥＤの入力電流を予備歪み処
理せずに第３次相互変調歪点より大幅に小さい電力レベ
ルで動作する際に、発生する歪みレベルを表す。大電流
レベルでのダイオードの出力電力の低下及び第３相互変
調交点の近傍の電力レベルにおける相互変調生成成分の
支配を補償して、歪みレベルを十分に改善するために、
第１７図に示す変調回路及びＬＥＤを第８図に示す帰還
システムと組み合わせて使用することが好適である。

第１図は、特に、個々の信号内、及び信号間の第３次相
互変調歪みを削減するための、ＬＥＤの入力電流を予備
歪み処理する本発明による歪み補正装置のブロック図で
ある。信号（６０）は、入力端子からのベースバンド信
号（６２）及び導線（６４）に供給される２つのパイロ
ット信号を含み、補正回路（８６）により予備歪み処理
されて、補正済み入力信号（６５）となる。この補正済
み入力信号（６５）は、第５図のＡＣ電圧源（２３６）
からのＡＣ！圧信号に相当し、ＬＥＤ内に変調電流を生
成する。入力信号（６５）は、入力信号（６０）と非線
形関係にあり、第５図に示す広帯域変調回路（５８）を
介してＬＥＤ　（５６）に入力され、レーザ・ダイオー
ドの光出力を変調して、変調出力信号（６８）を生成す
る。ベースバンド信号は、第３図に示す様に、Ｎ個の入
力信号を多重化して生成した合成信号であり、個々の入
力信号（４０）は５０〜５００ＭＨｚであり、方、パイ
ロット信号は、例えば、１０〜２０ＭＨ１の更に低い周
波数であり、入力信号内に歪みを発生させない。変調さ
れた出力信号（６８）は、光フアイバ回路網（７０）を
介して分配される。

タップ（７２）は、出力信号（６８）の一部分を光検出
器（７４）に送り、光検出器（７４）は、検出されたＲ
Ｆ倍信号発生する。導線（７５）上の信号は、ダイオー
ド伝達特性及び相互変調生成成分により生じた歪みを含
む入力信号（６５）に相当する。補正回路（８６）が、
システムを正しく補償していれば、信号（７５）は、入
力信号（６５）に正比例し、システム全体の応答は直線
的である。アナログ・デジタル変換器（以下”ＡＤＣ”
）（７６）は、パイロット信号により発生した基本波、
高調波及び相互変調生成成分を含む周波数成分を取り出
すために十分な取込み速度で検出された信号（７５）を
サンプルする。

マイクロプロセッサ（７８）は、デジタル・サンプルに
ついて、高速フーリエ変換（”ＦＦＴ”）処理を行い、
パイロット信号に関連する周波数スペクトルを求め、ス
ペクトル内の歪みレベルを計算し、ＬＥＤの非直線応答
を補償するために信号（６０）を予備歪み処理する補正
済み入力信号（６５）を生成するための補正係数信号（
７９）を発生する。更に、プロセッサ（７８）は、導線
（６４）に供給される２つのパイロット信号を発生する
正弦波発生器（８０）を制御する。これらの２つの信号
は、相互変調歪みを生成するために必要とされ、２つの
制御されたパイロット信号を供給することにより、装置
は相互変調歪みを評価し、それに従って、入力信号を補
償する。２つのパイロット信号及びベースバンド入力信
号（６２）は、結合回路（８２）により加算され、補正
回路（８６）の入力信号（６０）となる。中央タイミン
グ・ユニット（８４）は、プロセッサから信号を受取り
、ＡＤＣ（７６）に供給されるサンプリング・ストロー
ブを発生する。プロセッサは、パイロット信号の振幅及
び周波数の抽出を制御するので、サンプリング・ストロ
ーブ周波数を最適な速度に設定でき、それによりＦＦＴ
処理は、比較的短く　（例えば、２５６サンプル）でよ
い。

補正係数信号（７９）及び入力信号（６０）は、バイア
ス／直線性補正回路（８６）に供給され、信号（６ｏ）
は予備歪み処理されて、ＬＥＤを補償する補正済み入力
信号が生成される。マルチプレックサ及びデジタル減衰
器（第５図〜第７図）は、入ノＪ信号（６０）及び補正
係数信号（７９）を受は取るように構成され、補正済み
入力信号（６５）を発生する。この信号（６５）は、電
力の一般式、Ｖ　ｃｏｒ＝＝　Ｇ　ｏ＋　ＣＩＸ　Ｖ　
ｉｎｐ＋　Ｃ２Ｘ　Ｖ　ｉｎｐ本本２＋Ｃ３ＸＶｉｎｐ
本零３＋　　・　・　・　　（”本末〇”　（ま、　　
　　ｎ乗″を意味する。）で示される。

ここで、Ｖｃｏｒは入力信号（６５）、Ｖｉｎｐは入力
信号（６０）、ＣＯはＤＣバイアス項である。

ｖ　ｃｏｒ及びＶ　ｉｎｐ間の非直線関係は、第２図の
曲線（８８）で示され、Ｖ　ｃｏｒは、入力電圧Ｖｉｎ
ｐが増加するにつれて非直線的に増加する。これに対し
、第１３図においては、入力電流が増加するにつれて、
出力電力は非直線的に低下又は減少する。

回路網に伝達され、デジタル的に制御される減衰器及び
マルチプレックサを動作させるために使用される信号は
、電圧信号であり、一方、ＬＥＤを直接に変調する信号
は、電流信号である。装置は、第１３図及び第２図に示
す効果を結合し、第３図に示す様なシステム全体の伝達
特性曲線（９ｏ）を形成する。この曲線は、回路網の出
力信号及びそれに対応する入力信号（６０）間の直線関
係を表す。第３次相互変調歪みを十分に減少させた直線
関係は、ＬＥＤの非直線伝達特性が効果的に補償され、
回路網内のノイズが十分に削減されたことを表す。ＬＥ
Ｄの伝達特性は、時間的に変化することがあるので、出
力信号がサンプルされ、新しい補正係数信号が１〜２分
ごとに発生される。

第４図は、本発明の歪み補正装置で使用する光検出器（
７４）のブロック図である。光検出器（７４）は、ＬＥ
Ｄを変調する入力信号（６５）（第８図）に関するＬＥ
Ｄ歪み及び相互変調の影響を表す検出信号（７５）を出
力する。ＬＥＤ（５６）はバイアスされて光出力信号を
放出し、変調器（５８）内で補正入力信号（６５）によ
り直接に変調され、光フアイバ回路網（７０）を介して
分配される変調された出力信号を生成する。

信号（６８）は、第１５図に示す回路網中の複数の箇所
で、検出及び復調される。

タップ（７２）は、光信号の一部を光検出器（７４）に
送り、光信号は、ｐ−ｎフォトダイオード（９２）のｎ
彩画に入射し、ＬＥＤを変調する信号（６５）に対応し
、ＬＥＤにより生じた歪みを含む出力信号（７５）を発
生する。ｐ−ｎフォトダイオード（９２）は、正側がダ
イオードのｎ側に接続され、負側が接地された電圧源（
９４）によりバイアスされる。信号（７５）は、次に、
反転及び非反転端子間に抵抗（９８）が接続された増幅
器（９６）により増幅される。この増幅器（９６）の非
反転端子は、コンデンサ（１００）を介して抵抗器（９
８）の一方の端部に接続されると共に、フォトダイオー
ド（９２））のｐ側に接続され、増幅器（９６）の反転
端子は接地される。

増幅器（９６）の出力信号は、ＡＤＣ（７６）によりサ
ンプルされる。

光検出器（７４）は、信号に幾分の歪みを生じさせるが
、この歪みは無視できる。通常の回路網は、２０個のタ
ップを有し、したがって、各信号は、出力信号の約５％
となる。検出器の出力レベルは、ＬＥＤの電力レベルの
１／２ｏに過ぎないので、第１９図に示す形式の歪みは
小さい。

第５図及び第６図は、第１図に示す補正回路（８６）の
２種類の構成を示す。第５図は、結合回路（８２）から
の入力信号（６０）及びマイクロプロセッサ（７８）か
らの補正係数信号を基に、非直線入力信号（６５）を発
生するための、マルチプレックサ（１０２Ａ）及びデジ
タル制御減衰器（１０４Ａ）の基本的接続を示す。マル
チプレックサ（１０２Ａ）は、ＸＳ　Ｙ入力端子（１０
６Ａ）、（１０８Ａ）及び出力端子（１１０Ａ）を有し
、デジタル制御減衰器（１０４Ａ）は、入力電圧が供給
される入力端子（１１２Ａ）、マイクロプロセッサから
の補正係数信号（７９）が供給される入力端子（１１４
Ａ）及び出力端子（１１６Ａ）を有する。入力信号（６
０）は、デジタル制御減衰器（１０４Ａ）の入力端子（
１１２Ａ）に供給されると共に、マルチプレックサ（１
０２Ａ）のＸ入力端子（１０６Ａ）に供給される。デジ
タル制御減衰器（１０４Ａ）の出力端子（１１６Ａ）は
、加算回路（３０３）の一方の入力端子に接続される。

可変バイアス電圧源（１３８Ａ）は、加算回路（３０３
）の他方の入力端子に接続され、好適には１に等しいＤ
Ｃ成分を供給する。加算回路（３０３）の出力端子は、
マルチプレックサ（１０２Ａ）のＹ入力端子（１０８Ａ
）に接続される。マルチプレックサ（１０２Ａ）は、Ｌ
ＥＤを変調するためのＡＣ電圧を出力する。

例えば、入力信号（６０）がＶｉｎｐ、補正係数信号（
７９）がＡＯ、バイアス電圧がＣＯであれば、マルチプ
レックサ（１０２Ａ）のＹ入力信号はＣｏ＋　Ａ　ｏＸ
　Ｖ　ｉｎｐであり、出力信号はＣｏＸ　Ｖ　ｉｎｐ＋
　ＡｏＸ　Ｖ　ｉｎｐ本本２となる。ＬＥＤの変調電流
は、ＬＥＤの非直線性の補正のための基準となるマルチ
プレックサの第２次出力信号に部分的に正比例する。

この構成は、単一ステージのみで済む利点があるが、第
２次項しか生成できないという制限がある。

ＬＥＤの伝達特性は、低電力レベルでは略直線的である
が、高電力レベルでは徐々に非直線的になるので、さら
に高次の項も供給できる補正回路を使用することが望ま
しい。第５図に示す様な回路ブロックを多数相互接続し
、変更を加え、一般式の所望の変形式、Ｖ　ｃｏｒ＝　
Ｃｏ＋　ＣＩＸ　Ｖ　ｉｎｐ＋　Ｃ２ＸＶ　ｉｎｐ零本
２＋Ｃ３ｘ　Ｖ　ｉｎｐ＊零３＋・　・　・を生成でき
る。

例えば、この方法で回路を構成して、出力信号、Ｖ　ｃ
ｏｒ＝　Ｖ　ｉｎｐ十Ｃ３Ｘ　Ｖ　ｉｎｐ本本３＋　Ｃ
５Ｘ　Ｖ　ｉｎｐ本本５を得るようにしてもよい。第３
次補正係数倍号は、ＭＡＧ　（３ＩＭＦＲＥＱ）／ＭＡ
Ｇ　（ＦＵＮＤ）、即ち第３次相互変調波の振幅／基本
波の振幅で表される第３次相互変調周波数の誤差に等し
く、これらの項については、後述する。マイクロプロセ
ッサ（７８）からデジタル制御減衰器（１０４Ａ）に供
給される第５次補正係数０５は、好適には、２次前の次
数、即ち、第３次の項の２乗の約３倍に等しく、即ち、
Ｃ３＝３ｘ（０３）事本２である。マイクロプロセッサ
（７８）は、補正係数信号を繰り返し調整して、装置の
歪みを最小にする。

第６図は、補正回路の好適な実施例を示す。第１図の信
号（６０）に相当する入力信号Ｖ　ｉｎｐは、マルチプ
レックサ（１０２Ｂ）のＸ入力端子（１０６Ｂ）と共に
、マルチプレックサ（１０２Ａ）のＸ及びＸ入力端子（
１０６Ａ）、　（１０８Ａ）に供給される。マルチプレ
ックサの出力は、減衰器（１０４Ａ）の入力端子（１１
２Ａ）に供給される。２進係数ＡＯは、マイクロプロセ
ッサから減衰器（１０４Ａ）の入力端子（１１４）に供
給され、減衰器（１０４Ａ）は、Ａ　ｏＸ　Ｖ　１ｎｐ
ｔ本２に等しいアナログ電圧を加算回路（３２０）の一
方の入力端子に供給する。加算回路（３２０）の他の入
力端子には、＋１が加えられ、加算回路は、信号１＋Ａ
ｏＶｉｎｐ本本２をマルチプレ・ソクサ（１０２Ｂ）の
Ｘ入力端子（１０８Ｂ）に供給する。マルチプレックサ
（１０２Ｂ）の出力電圧は、Ｖ　ｉｎｐ＋　Ａ　。

Ｘ　Ｖ　ｉｎｐ本本３となり、第１図の変調回路（５８
）に供給される補正入力信号となる。

第３次相互変調項のみを補正することにより、システム
の歪みを大幅に削減できる。この実施例では、必要なハ
ードウェアを削減し、且つ補正速度を増加できる。ただ
し、第５次補正係数は、回路を拡張して容易に使用可能
であり、更に歪みを減少させ、システムの性能を高める
ことができる。

第７図は、デジタル制御減衰器（１０４Ａ）を示す回路
図である。この特定の実施例は、４ビツト・バイポーラ
減衰器であり、マイクロプロセッサからの４ビット補正
係数信号及び入力信号により供給される基準電圧を受は
取り、１／８ｖ〜１５／８ｖの範囲の基準電圧の制御さ
れた一部分を出力する。この部分信号は、第２図に示す
曲線（８８）の直線性を決める。基準電圧Ｖｒｅｆは、
バイポーラ・トランジスタ（１２０）のベース及びコレ
クタに供給され、このトランジスタのエミッタは、抵抗
値８Ｒの抵抗器（１２２）を介して接地される。

４ビツト減衰器（１０４）は、更に、４個の略同様の回
路（１２４Ａ）〜（１２４Ｄ）を有し、その各々が、出
力レベルを設定するための各ビットに対応する。回路（
１２４Ａ）〜（１２４Ｄ）の各々は、バイポーラ・トラ
ンジスタ（１２６）と、トランジスタ（１２６）のエミ
ッタ及び接地間に接続されたバイアス抵抗器（１２８）
と、トランジスタ（１２６）のコレクタ及びこの減衰器
の出力端子間に接続された電流制御回路（１３０）を有
する。トランジスタ（１２６Ａ）〜（１２６Ｄ）の各ベ
ースには、基準電圧Ｖ　ｒｅｆが加えられる。

電流制御回路（１３０）は、第１及び第２トランジスタ
（１３２）及び（１３４）を含み、これらのトランジス
タの両エミッタは、対応するトランジスタ（１２６）の
コレクタに接続される。トランジスタ（１３２）のコレ
クタは接地され、トランジスタ（１３４）のコレクタは
出力端子に接続される。補正項の１ビツトを表す差動入
力電圧は、導線（１３１）及び（１３３）を介して、各
回路（１３０）のトランジスタ（１３２）及び（１３４
）のベース間に供給される。

回路（１２４Ａ）〜（１２４Ｄ）は、バイアス抵抗器（
１２８）の値だけが異なる。この例の４個の抵抗器（１
２８）の値は、夫々Ｒ１２Ｒ１４Ｒ及び８Ｒであり、値
Ｒは補正係数信号（７９）の最上位ビットに相当し、値
８Ｒは最下位ビットに相当する。各回路のトランジスタ
（１３４）のコレクタは、値Ｒの出力抵抗器（１３６）
を介して接地された出力端子に接続される。デジタル減
衰器の出力は、振幅が補正係数信号により決まる電圧信
号である。

各トランジスタ（１２６）のベース電圧は、基準電圧Ｖ
　ｒｅｆである。トランジスタ（１３４）がオフである
、即ち、論理レベルＯに相当する差動電圧がトランジス
タ（１３２）及び（１３４）のベース間に供給されると
、トランジスタ（１２６）の電流は接地電位に流され、
この回路は、出力信号に対して何の影響も与えない。ト
ランジスタ（１３４）がオンである、即ち、論理レベル
が１であると、トランジスタ（１２６）の電圧は出力抵
抗器（１３６）を流れ、基準電圧の調整された一部に電
圧を設定する。この部分電圧は、バイアス抵抗器（１２
８）の値により決まる。

例えば、補正係数信号（７９）が、４ビツト量０００１
であると、■が回路（１２４Ｄ）に入力サレ、０が（１
２４Ａ）　〜（１２４Ｃ）に供給される。これにより生
じる出力電圧は、−（Ｖ　ｒｅｆ／８Ｒ）ｘＲ＝−Ｖｒ
ｅｆ／８である。１１１１のコードが減衰器に供給され
ると、出力電圧は、−Ｖｒｅｆ（１／Ｒ＋１／２Ｒ＋１
／４Ｒ＋１／８Ｒ）ＸＲ（１５／８）　ＸＶｒｅｆであ
る。減衰器（１０４）の出力信号は、電圧の符号を補正
するマルチプライヤに差動的に供給される。

第８図は、マルチプライヤ（１０２）の回路図であり、
このマルチプライヤは、米国特許第４，１５６．２８３
号の開示された４象限マルチプライヤである。第１人力
信号Ｘは、差動増幅器（１４０）に入力信号として供給
され、２つの出力端子（１４４）及び（１４６）間に略
一定のＸ末端電流（１４２）を差動的に釣り合わせる。

差動接続された第１対のトランジスタ（１４８）及び（
１５０）のエミッタは相互接続されて、出力端（１４４
）に接続され、一方、第２対のトランジスタ（１５２）
及び（１５４）のエミッタも相互接続されて、出力端（
１４６）に接続される。差動接続された第１及び第２対
のトランジスタのコレクタは、正電圧源（１６０）から
の電流を流す負荷抵抗器に交差して接続される。この様
に、トランジスタ（１４８）及び（１５２）のコレクタ
は抵抗器（１５６）に接続され、一方、トランジスタ（
１５０）及び（１５４）のコレクタは、抵抗器（１５８
）に接続される。出力信号は、電源とは反対側の負荷抵
抗器の端部に夫々接続された、端子（１６０）及び（１
６８）から取り出される。

第２差動増幅器（１６４）は、Ｙ入力信号に比例した差
動出力電流（１６６）及び（１６８）と、出力電流（１
６６）及び（１６８）を合計した略一定のＹ末端電流（
１７０）を生成する。出力電流（１６８）は、トランジ
スタ（１５０）及び（１５２）のベースに供給され、出
力電流（１６６）は、トランジスタ（１４８）及び（１
５４）のベースに供給される。１対の入力デバイス・ト
ランジスタ（１７０）及び（１７２）のコレクタは正電
圧源（１７４）に接続され、ベースは接地され、エミッ
タはトランジスタ（１５０）及び（１５２）のベースに
夫々接続される。第１５図の回路は、Ｘ及びＹ入力信号
の各符号を考慮して、Ｘ及びＹ入力信号の積に比例した
出力信号を、端子（１６０）及び（１６２）間に生成す
るのに効果的である。したがって、４現象マルチプライ
ヤが使用される。

第８図の回路の乗算動作を更に詳細に考察すると、差動
トランジスタ対（１４８）−（１５０）及び（１５２）
　−（１５４）の各対は、乗算機能を有する。例えば、
トランジスタ対（１４８）−（１５０）は、導線（１４
４）上の電流を、その電流とトランジスタのベースに供
給される差動電圧の積に応じて、２つのトランジスタの
コレゲタに割り当てる。

乗算は、トランジスタの非直線的、即ち指数関数的特性
に依存する。トランジスタ（１４８）及び（１５０）の
各々のベースからコレクタへの相互コンダクタンスは、
エミッタ終止電流に比例する。したがって、導線（１４
４）上の電流が増加するにつれて、差動ベース入力電圧
に応じてトランジスタ（１４８）及び（１５０）から得
られる差動信号は、導線（１４４）の電流に比例して増
加する。回路は、非直線動作特性の結果、乗算を行うが
、乗算により歪みが発生されることはない。

ベース電圧は、Ｙ入力信号係数に関して、　″予備歪み
処理″される。したがって、トランジスタ（１７０）及
び（１７２）は、差動増幅器（１６４）の出力電流（１
６６）及び（１６８）を受は取り、入力電流に対数的に
関係する電圧をトランジスタ（１７０）及び（１７２）
間に生成する。

生じた指数関数的歪みは、対数変換により相殺される。

それでもなお、トランジスタ（１４８）（１５０）の非
直線動作により、乗算は行われる。

当然のこととして、１対のトランジスタでは、４象限の
乗算動作は行えない。この目的のために、１対のトラン
ジスタ（１５２）−（１５４）も使用し、これらの２対
のトランジスタの出力端は、反対に接続される。各対は
、出力に関して反対の効果を有する。端子（１６０）及
び（１６２）の最終的出力信号の符号は、どちらの対が
支配するが、即ち、どちらの対が差動増幅器（１４０）
から大きいエミッタ電流を受は取り、それを抵抗器（１
５６）及び（１５８）に供給するかにより決まる。

Ｘ入力信号がバイアス・レベルであれば、差動出力信号
は生じない。Ｘ入力信号が、増幅器（１４０）のバイア
ス・レベルより大きければ、導線（１４４）及び（１４
６）の一方は、他方よりも大きな電流を流し、出力信号
が生じる。Ｘ入力信号が増幅器（１４０）のバイアス・
レベルよりも小さければ、導線（１４４）及び（１４６
）の他方が一方よりも大きい電流を流す。最終的出力信
号は、振幅だけでなく、Ｘ入力信号の符号にも依存する
。

トランジスタ（１４８）−（１５０）の様な各トランジ
スタ対は差動回路であり、出力信号の符号は、差動増幅
器（１６４）のバイアス・レベルに対するＸ入力信号の
符号にも依存する。Ｘ入力信号が接地電位で、増幅器（
１６４）のバイアス・レベルが接地電位であれば、導線
（１６６）及び（１６８）には等しい出力信号が供給さ
れ、トランジスタ（１４８）の出力信号及びトランジス
タ（１５０）の出力信号のいずれも支配しない。同様に
、トランジスタ（１５２）の出力信号及びトランジスタ
（１５４）の出力信号のいずれも支配しない。しかし、
Ｘ入力信号がバイアス・レベルより小さいか又は大きけ
れば、端子（１６０）及び（１６２）の出力信号の符号
は、それに従って決まる。出力信号の振幅は、Ｘ入力信
号に比例する。

第９図は、差動増幅回路（１４０）及び（１６４）を示
す回路図である。この増幅器（１４０）は、エミッタが
電流源（１８０）に接続された、第１及び第２トランジ
スタ　（１７６）、　（１７ａ）を含む。電圧信号は、
トランジスタ（１７６）及び（１７８）のベース間に、
差動的に供給される。

出力電流（１４４）及び（１４６）は、夫々トランジス
タ（１７６）及び（１７８）のコレクタを流れる電流に
対応する。

第１０Ａ及び第１０Ｂ図は、Ａｏで表される第３次係数
を含む補正係数（７９）を繰り返し計算するための、マ
イクロプロセッサ（７８）の動作を説明するための流れ
図である。マイクロプロセッサは、ステップ（１８２）
で、ＡＤＣ（７６）（第１図）からデジタル・サンプル
を受は取り、ステップ（１８４）で、そのデジタル・サ
ンプルに関してＦＦＴ処理を行い、振幅対周波数スペク
トラムを生成する。ＡＤＣは、パイロット信号（６４）
に関連する基本波、高調波及び相互変調生成成分の効果
を観察するために十分な速度で、光信号（６８）をサン
プルする。マイクロプロセッサはパイロット信号を制御
するので、その振幅及び周波数が正確に既知であり、例
えば、２５６項の比較的短いＦＦＴから、十分に正確な
スペクトラムを計算できる。

ステップ（１８６）で、状態をＯ（Ｎ＝Ｏ）にし、値（
０）を最後に設定された第３次補正係数ＭＯＤに設定す
る。補正係数を生成する処理は１〜２分毎に行われるの
で、一番最初の実行を除いて、以前の補正係数が存在す
る。ＬＥＤの応答は大きくはドリフトしないので、最後
の補正係数は、好適な開始点である。この後、最初の誤
差項を第３次相互変調周波数の振幅に等しく、即ち、Ｅ
ＲＲＯＲ８（Ｎ）＝ＭＡＧ　（３ＩＭＦＲＥＱ）にする
。第３次相互変調周波数の振幅は、信号中の歪みの主成
分を表するので、補正係数を決めるために使用される。

ステップ（１９０）では、マイクロプロセッサは第３次
相互変調項に対応する補正係数ＭＯＤを計算する。ＭＯ
Ｄは、パイロット信号のいずれか一方の基本周波数の振
幅で誤差項を除算した値の負の値に等しい。

ＭＯＤ＝−ＥＲＲＯＲ（Ｎ）／ＭＡＧ　（Ｆｕｎｄ）ス
テップ（１９１）では、補正係数は、−ＭＯＤに等しく
設定される。補正係数Ａｏは、例えば、４ビツト・コー
ドである。ステップ（１９２）では、補正係数Ａｏは、
デジタル制御減衰器に送られる。

次に、マイクロプロセッサは、ステップ（１９４）で、
補正回路（８６）がＬＥＤの変調電流を調整し、ＡＤＣ
が新しいサンプル記録を取り込むのを待つ。マイクロプ
ロセッサは、ステップ（１９６）で、Ｎを次の状態に進
め、ステップ（１９８）でＡＤＣからのサンプルを受は
取る。マイクロプロセッサは、ステップ（２００）で、
そのサンプルに関してＦＦＴ処理を行い、ステップ（２
０２）で、　ＥＲＲＯＲ＝ＭＡＧ　　（３ＩＭＦＲＥＱ
）ニ設定し、ステップ（２０４）で、ＶＡＬＵＥ（Ｎ）
＝ＭＯＤにする。

ステップ（２０６）で、現在の状態及び前の状態の誤差
項の差を調べ、その差がある値、例えば、任意に選択さ
れた値１ｅ−５を超える場合、新しい補正係数が計算さ
れる。ステップ（２０８）で計算された、第３次補正係
数は、次の式で示される。

Ｎ０Ｄ＝ＶＡＬＵＥ　（Ｎ−１）−ＥＲＲＯＲ（Ｎ−１
）Ｘ　　（ＶＡＬＵＥ　　（Ｎ））−ＶＡＬＵＥ　　（
Ｎ−１）／　　（ＥＲＲＯＲ（Ｎ）−ＥＲＲＯＲ（Ｎ−
１）） ステップ（２０９）で、補正係数Ａｏは−ＭＯＤに等し
く設定され、ステップ（２１０）でデジタル制御減衰器
に送られる。

ステップ（２０６）で、誤差項の差が１ｅ−５より小さ
ければ、システムは測定値間でドリフトしたことになる
。ＬＥＤの応答が変化していれば、システムはリセット
し、ステップ（１８２）から再び開始する。通常、２回
の繰り返しでは、プログラムは極めて速く収束するので
、非常に正確な補正項を極めて速く生成し、その結果、
システム全体の応答は略直線になる。

第１１図は、第１図に示した装置に関するシミュレート
されたシステムの応答対時間を示すプロット図である。

レーザ誤差、第３次相互変調歪み、補正係数（Ａｏ）及
び総合歪みは、時間に対してプロットされている。相関
関係が容易に観察できるように、目盛りが調整されてい
る。

図中で四角で示す各点を連結したレーザ誤差曲線は、ダ
イオードの非直線応答を生じさせる第１６図に示すＬＥ
Ｄの物理デバイス特性を表すシミュレーション・パラメ
ータである。レーザ誤差の目盛りは、直線的であり、初
期誤差が０．０２としてシミュレートされた、０．０１
〜０．０３の範囲を有する。ＬＥＤ内の不安定性は、７
番目のサンプル間隔で、この値を０．０２５に変えるこ
とによりシミュレートされる。ダイオードの応答をＰｏ
ｕｔ＝　Ｉ　ｉｎｐ＋ＣＸ　Ｉ　ｉｎｐ本本３で表せば
、レーザ誤差は定数Ｃで表され、応答の非直線性を制御
する。

菱形で示される第３相互変調生成成分は、Ｏｄｂ〜−１
５０ｄｂの対数目盛りでプロットされている。補償がさ
れていない最初の第３相互変調生成成分は、約−２０ｄ
ｂである。この値は、変調回路は調整したが、システム
・レベルの補償はまだ行っていない、第３相互変調歪み
を表す。第６図に示す様に、第３相互変調生成成分は、
−７５ｄｂまで減少する。第１１図に示す重要な特性は
、システム・レベル補償を使用することにより達成でき
る歪みの十分な削減である。

第３次補正項ＭＯＤは、０．０１〜０．０３の直線目盛
り上に十記号により示される。補正項は、最初はＯ（補
償なしの状態）であり、第１サンプリング期間後に約０
．０１４に増加し、３サンプリング期間後に、０．０１
７になる。

三角形で示す総合歪みは、対数目盛り上にプロットされ
、補正なしの状態で、比較的高い値−３３ｄｂで開始し
、３回の繰り返しの内に一６４ｄｂの安定状態に減少す
る。総合歪みの十分な低下及びシステム動作の改善は、
即座且つ正確に行われる。

７番目の繰り返しで、システムが不安定になるとき、歪
みレベルは、急速に増加するが、２サンプリング期間後
に、プログラムは以前と同様に収束し、歪みレベルは減
少する。

第１８図に示して上述した様に、本発明で行うシステム
・レベル補償は、ＬＥＤ又はレーザ・ダイオードの非直
線応答を補正することにより、十分に性能を高めること
ができる。システム・レベル補正は、電力レベルが増加
した際のダイオードの出力電力の低下、及び信号間の相
互変調生成成分を調整することで、歪みを減少させ、シ
ステム全体の応答を直線的にし、ダイオードの動作範囲
を効果的に増加させる。

第１９図は、光フアイバ回路網の相互変調歪みを減少さ
せるための本発明の他の実施例である。

ＡＤＣ、マイクロプロセッサ及びバイアス／直線性補正
回路から成る第８図に示すデジタル回路は、アナログ回
路で置換されている。パイロット信号の一方及び第３相
互変調周波数に同調された２個の水晶フィルタ（３０４
）及び（３０６）は、光検出器（７４）からの検波され
たＲＦ倍信号７５）を受は取り、ＲＦ検出器（３０８）
及び（３１０）を駆動して、パイロット信号の振幅及び
第３次相互変調周波数の振幅に比例した出力信号を生成
する。出力信号を表すパイロット信号は、Ａ入力信号と
して供給され、第３次相互周波数を表す出力信号は、ア
ナログ・ドライバ（３１２）のＢ入力端子に供給される
。アナログ・ドライバ（３１２）は、Ｂ／Ａ、　　即ち
ＭＡＧ　（３ＩＭＦＲＥＱ）／ＭＡＧ　（Ｐ　Ｉ　ＬＯ
Ｔ）に等しい電圧を出力する。この電圧は、バイアス／
直線性補正回路（３１６）に供給される。補正回路（３
１６）は、上述の回路（８６）と同様であるが、デジタ
ル制御減衰器は、アナログ制御減衰器で置換されている
。

このアナログ形式の実施例は、補正係数を決めるための
、パイロット信号の一方の振幅及び第３次相互変調周波
数の測定に関し、デジタル形式の実施例と同じ基本的働
きをする。アナログの実現方法の方が、所望の高調波に
同調されたフィルタ及び、その出力信号をパイロット信
号の振幅と比較するための手段を追加することにより、
第５次以上の項が含まれるように、容易に拡張できる。

第１図及び第１２図と関連して説明した実施例は、シス
テム送信器での非直線歪みを補正するためのシステムで
ある。必要であれば、受信器における歪みを補正するた
めに、同じ形式の回路を設けてもよい。後者の形式のシ
ステムは、帰還回路の代わりにフィード・フォワード回
路を使用し、各受信器に別個の回路を使用してもよい。

［効果］ 上述の様に、本発明の歪み補正装置によれば、パイロッ
ト信号を、ＬＥＤを直接に変調するベースバンド入力信
号に注入し、変調された光出力信号を検出し、サンプル
し、及び処理して、元のベースバンド信号と共に補正回
路に入力される補正係数信号を生成する。この補正係数
信号に応じて、ベースバンド入力信号を非直線的に歪ま
せて生成した補正済み信号で、ＬＥＤは変調することに
より、ダイオードの非直線性を補償し、その結果、ＬＥ
Ｄの出力信号を元の無歪みの入力信号に正比例させるこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による歪み補正装置を示すブロック図、
第２図は補正済み信号対入力信号を示すプロット図、第
３図は出力信号対無歪み入力信号を示すプロット図、第
４図は光検出器を示すブロック図、第５図は基本的な補
正回路を示すブロック図、第６図は補正回路の好適な実
施例を示すブロック図、第７図はデジタル減衰器を示す
回路図、第８図は乗算器を示す回路図、第９図は差動増
幅器を示す回路図、第１０Ａ及び第１０Ｂ図は補正係数
を計算するプロセッサの動作を説明するための流れ図、
第１１図は装置の応答対時間を示すプロット図、第１２
図はアナログ回路を使用した本発明の他の実施例、第１
３図はＬＥＤの出力電力対入力電流を示すプロット図、
第１４図は光回路網を示すブロック図、第１５図は多重
化された光回路網を示すブロック図、第１６図はＬＥＤ
を等価的に示す回路図、第１７図はＬＥＤの変調回路を
示す回路図、第１８図は変調回路に関する振幅対周波数
スペクトラムを示すプロット図、第１９図は変調回路に
関しする出力電力対入力電力を示すプロット図である。 図中において、　（５６）は半導体光源手段、（７４）
は光検出手段、　（７８）は分析手段、（８２）は結合
手段、　（８６）は補正手段である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 半導体光源手段と、 複数の既知のパイロット信号及び入力信号を結合し、上
   記光源手段の光出力信号を変調する変調信号を生成する
   結合手段と、 上記光源手段からの光出力信号を検出する検出手段と、 該検出手段で検出した信号を分析し、上記パイロット信
   号により生じた歪みに応じた補正係数信号を発生する分
   析手段と、 該分析手段が発生した補正係数信号に応じて、上記変調
   信号を予め歪ませる補正手段とを具え、上記光源手段か
   ら上記入力信号に比例した光出力信号を得ることを特徴
   とする歪み補正装置。