JPH03198543A - 同期式スペクトル拡散多重通信方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 【産業上の利用分野】

この発明は、ビットシフトされた変形Ｍ系列を拡散信号
として同期的にスペクトル拡散多重化を行った２つの同
期式スペクトル拡散多重化信号を互いに直交する搬送波
を用いてさらに多重化した同期式スペクトル拡散多重通
信方式に関するものである。

【従来の技術】

第５図は、例えば電子情報通信学会スペクトル拡散技術
とその応用研究会報告第１巻第２号（１９８年８月）Ｐ
、４５〜Ｐ、４７’％チョプシフトした拡散符号を用い
る同期式スペクトル拡散多重通信方式」に示された従来
の同期式スペクトル拡散多重通信方式を示すブロック図
である。 なお、変形Ｍ系列は、それに関して電子通信学会論文誌
第Ｊ−６７Ｂ巻第３号Ｐ、２９７〜Ｐ、３０４「変形Ｍ
系列を用いた同期式スペクトル拡散多重通信方式」に詳
しく記載されているが、Ｍ系列に適当な直流分を付加し
たもので、自己相関関数のサイドロープが０となる性質
を有している。そして、変形Ｍ系列を用いると時分割多
重（ＴＤＭ）方式と同程度の多重化率が達成できること
が示されている。第５図はこの変形Ｍ系列を用いた同期
式スペクトル拡散多重通信方式を示したものである。 第５図において、６１は変形Ｍ系列を生成する変形Ｍ系
列生成回路、６３は変形Ｍ系列を２チツプ（変形Ｍ系列
の２ビット分）シフトする２チツプシフト回路、１０１
ａ、１０１ｂはそれぞれ乗算器群であり、４ａ、４ｂは
入力された複数チャネルの信号系列、９０は変形Ｍ系列
と信号系列４ａとが乗算されて生成された主多重信号、
９Ｉは２チツプシフトされた変形Ｍ系列と信号系列４ｂ
とが乗算されて生成された付加多重信号を示している。 また、９２は主多重信号９０と付加多重信号９工とを加
算する加算器である。そして、９３は伝送路、９４は付
加多重信号を復調出力する付加多重信号復調器、９５は
受信信号から付加多重信号を減算する減算器、９６は主
多重信号を復調出力する主多重信号復調器である。 次に動作について説明する。送信側では、変形Ｍ系列生
成回路６１から変形Ｍ系列を１チツプずつシフトした第
１の系列群が出力され、さらに、２チツプシフト回路６
３からこの系列群を２チツプシフトした第２の系列群が
出力される。第１の系列群は各チャネルの信号系列４ａ
と乗算器群１０１ａでそれぞれ乗算されて主多重信号９
０となる。一方、第２の系列群は各チャネルの信号系列
４ｂと乗算器群１０１ｂでそれぞれ乗算されて付加多重
信号９１となる。そして、主多重信号９０と付加多重信
号９１とは加算器９２で加算されて同期式スペクトル拡
散多重化信号となる。第５図では、この信号をベースバ
ンド伝送するように示されている。搬送波を用いて伝送
する場合には、この信号で搬送波を変調した後に伝送路
９３に送出することになる。 受信側では、伝送路９３から同期式スペクトル拡散多重
化信号を受信して、まず、付加多重信号を付加多重信号
復調器９４で得た後、付加信号を復元する。そして、減
算器９５で受信信号から付加多重信号をキャンセルする
。ここで、付加多重信号９１の振幅は既知であるとして
いる。次に、主多重信号復調器９６で減算器９５の出力
から主多重信号を復調出力した後、主信号を復元する。 ここで、付加多重信号９１の振幅が主多重信号９０の振
幅より大きければ主多重信号９０からの相関を減らすこ
とができる。また、受信信号から付加多重信号をキャン
セルすれば、主多重信号の受ける相関を減らすことがで
きる。つまり、送信側において第１の系列群と第２の系
列群との間を％チップずらした上で同期をとるとともに
、適当な振幅を与え、受信側においてキャンセラとなる
減算器９５を用いることにより、拡散信号を用いて拡散
変調のみを行った場合に比べて、多重度をより増加させ
ることができる。

【発明が解決しようとする課題】

従来の同期式スペクトル拡散多重通信方式は以上のよう
に構成されているので、受信側でキャンセルを行っては
いるものの完全に主多重信号と付加多重信号との相関を
打消すことは困難であるために、多重度を増した時に伝
送品質を確保するにハ情報ヒツトあたりの所要エネルギ
ーコントラスト比を増大させる必要があるという課題が
あった。 また、付加多重信号復調器９４におけるデータ判定に誤
りがある場合には、誤った付加多重信号を受信信号から
キャンセルすることになり、主多重信号のデータ判定に
悪影響を与えるという課題があった。さらに、主多重信
号の振幅は付加多重信号の振幅に比べて小さくしなけれ
ばならず、両者の耐雑音特性が異なるという課題もあっ
た。 この発明は上記のような課題を解消するためになされた
もので、２つの多重化信号の相関を０に保ちながら多重
化することによって、伝送品質を確保しつつより多重度
を高めることができる同期式スペクトル拡散多重通信方
式を得ることを目的とする。

【課題を解決するための手段】

請求項（１）記載の発明に係る同期式スペクトル拡散多
重通信方式は、ビットシフトされた変形Ｍ系列を拡散符
号として、各チャネルに対応した複数の信号系列をそれ
ぞれ同期的に拡散多重化変調する同相チャネル多重化回
路と、同一のビットシフトされた変形Ｍ系列を拡散符号
として、別の各チャネルに対応した複数の信号系列をそ
れぞれ同期的に拡散多重化変調する直交チャネル多重化
回路と、同相チャネル多重化回路の出力信号および直交
チャネル多重化回路の出力信号をそれぞれ波形整形する
２つの送信フィルタと、搬送波を生成する搬送波生成回
路と、生成された搬送波を入力してこの位相を９０°移
和して直交搬送波を生成する移相器と、各送信フィルタ
の出力信号によって搬送波または直交搬送波を乗積変調
する２つの乗算器と、２つの乗算器の出力を加算する加
算器とを有する送信機を備えたものである。 また、請求項（２）記載の発明に係る同期式スペクトル
拡散多重通信方式は、ビットシフトされた変形Ｍ系列を
生成する変形Ｍ系列生成回路と、この生成された変形Ｍ
系列と同一のＭ系列を用いて拡散変調された同相チャネ
ル成分および直交チャネル成分を含む同期式スペクトル
拡散多重化信号を受信した時に、この信号とビットシフ
トされた変形Ｍ系列のそれぞれの変形Ｍ系列とを乗算し
て、それぞれ逆拡散信号を出力する複数の乗算器と、こ
れら乗算器の出力から搬送波を再生する搬送波再生回路
と、再生された搬送波の位相を９０°移和して直交搬送
波を再生する移相器と、各乗算器の各出力と再生された
搬送波とを乗算して同相チャネル成分を構成している信
号をそれぞれ出力する第２の乗算器と、各乗算器の各出
力と再生された直交搬送波とを乗算して直交チャネル成
分を構成している信号をそれぞれ出力する第３の乗算器
と、同相チャネル成分および直交チャネル成分を構成し
ている各信号を導入してビットタイミングを再生するビ
ットタイミング再生回路と、同相チャネル成分および直
交チャネル成分を構成している各信号を入力して、再生
されたビットタイミングを用いてデータ判定を行うデー
タ判定回路とを有する受信機を備えたものである。

【作用】

請求項（１）記載の発明における送信機は、変形Ｍ系列
をビットシフトした互いに相関関係がない各系列を用い
て複数チャネルの信号系列を同期的に拡散多重化変調し
て同相チャネル成分から成る多重化信号を作成し、同じ
く各系列を用いて別の複数チャネルの信号系列を同期的
に拡散多重化変調して直交チャネル成分から成る多重化
信号を作成した上で、各チャネル間で情報データが無相
関となる、搬送波と直交搬送波による搬送波多重方式に
よって両多重化信号をさらに多重化して同期式スペクト
ル拡散多重化信号を生成する。 また、請求項（２）記載の発明における受信機は、同期
式スペクトル拡散多重化信号を入力して、拡散変調時に
用いた変形Ｍ系列をビットシフトした各系列と同一の各
系列を用いて入力信号から逆拡散信号を生成し、この逆
拡散信号から同相チャネル成分を構成する信号および直
交チャネル成分を構成する信号とビットタイミングとを
再成し、さらに、同相チャネル成分を構成する信号およ
び直交チャネル成分を構成する信号をもとに再生された
ビットタイミングを用いて各信号系列を再生する。

【実施例】

以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図は送信機の一構成例を示すブロック図であり、第１図
において、１０は同相チャネル側の多重化信号を生成す
る同相チャネル同期式スペクトル拡散多重化信号生成回
路（以下、同相チャネル多重化回路という。）、１１は
同相チャネル側の多重化信号を波形整形する送信フィル
タ（第１の送信フィルタ）、２０は直交チャネル側の多
重化信号を生成する直交チャネル同期式スペクトル拡散
多重化信号生成回路（以下、直交チャネル多重化回路と
いう。）、２１は直交チャネル側の多重化信号を波形整
形する送信フィルタ（第２の送信フィルタ）、３０は搬
送波を生成する搬送波生成回路、３１は直交搬送波を生
成する９０°移相器（以下、移相器という。）、３２は
送信フィルタ１１の出力と搬送波とを乗算する乗算器（
第１の乗算器）、３３は送信フィルタ２１の出力と直交
搬送波とを乗算する乗算器（第２の乗算器）、３４は２
つの乗算器３２．３３の出力を加算する加算器、３５は
加算器３４から出力された同期式スペクトル拡散多重化
信号の出力端子、４１〜４Ｍは同相側の各チャネルの信
号系列Ｓｌｌ〜Ｓ、４．の入力端子、５１〜５Ｍは直交
側の各チャネルの信号系列Ｓ１゜〜Ｓ、４゜の入力の入
力端子である。 また、第２図は同相チャネル多重化回路１０および直交
チャネル多重化回路２０の構成をさらに詳細に示した構
成図であり、第２図において、６０は変形Ｍ系列を生成
する変形Ｍ系列生成器、６２は変形Ｍ系列を変形Ｍ系列
の１ビツトずつシフトするシフトレジスタであり、変形
Ｍ系列生成器６０とシフトレジスタ６２とでビットシフ
トされた変形Ｍ系列を生成する変形Ｍ系列生成回路を構
成している。１０１〜ＩＯＭはビットシフトされた変形
Ｍ系列と各信号系列Ｓｌｌ〜Ｓ６とを乗算する乗算器、
１１０は各乗算器１０１〜ＩＯＭの出力を加算して出力
端子１２０に出力する加算器であり、出力端子１２０は
送信フィルタ１１に接続されている。２０１〜２０Ｍは
ビットシフトされた変形Ｍ系列と各信号系列５９〜ＳＨ
Ｏとを乗算する乗算器、２１０は各乗算器２０１〜２０
Ｍの出力を加算して出力端子２２０に出力する加算器で
あり、出力端子２２０は送信フィルタ２１に接続されて
いる。 次に動作について説明する。まず、信号系列５ｌｌ−３
ＮＩＩ　　Ｓｌ、〜Ｓ、。が入力端子４１〜４Ｍ。 ５１〜５Ｍに入力される。一方の各信号系列Ｓｌｌ〜Ｓ
ＫＩは、シフトレジスタ６２の各タップから出力された
変形Ｍ系列の各系列と乗算器１０１〜ＩＯＭで乗算され
る。乗算された結果は、加算器１１０で加算されて同相
チャネル多重化信号■１となる。また、他方の各信号系
列Ｓｈｏ〜Ｓ１４゜は、シフトレジスタ６２の各タップ
から出力された変形Ｍ系列の各系列と乗算器２０１〜２
０Ｍで乗算される。乗算された結果は、加算器２１０で
加算されて直交チャネル多重化信号Ｑ１となる。そして
、同相チャネル多重化信号■１と直交チャネル多重化信
号Ｑ１とは、それぞれ送信フィルタ１１゜２１で波形整
形され、それぞれ帯域制限されて。 同相チャネル側の同期式スペクトル拡散多重化信号（以
下、多重化信号という。）Ｉ２および直交チャネル側の
同期式スペクトル拡散多重化信号（以下、多重化信号と
いう。）Ｑ２となる。ここまでの動作は、同相チャネル
側と直交チャネル側とで差はなく、実は、２つの多重化
回路１０．２０は同一のものでよい。 なお、スペクトル拡散に用いられる拡散符号は変形Ｍ系
列生成器６０が生成した変形Ｍ系列を、その１ビツトの
持続時間ごとにシフトレジスタ６２でシフトしたものを
同一タイミングで取り出したものである。つまり、ビッ
トシフトされた変形Ｍ系列を用いて、同じタイミングで
スペクトル拡散していることになる。また、変形Ｍ系列
のビットレート、つまりシフトレジスタ６２のシフト速
度は、各信号系列Ｓｌｌ〜Ｓ　Ｍ　Ｉ　Ｔ　　Ｓ　Ｉ　
Ｑ　””　Ｓ　Ｎ。の伝送レートのＭ倍としている。ま
た、変形Ｍ系列は、１ビット分以上ずれるとそれらの相
関は０になるようにＭ系列に直流分が付加されたもので
ある。従って、ビットシフトされた変形Ｍ系列を用いて
同じタイミングでスペクトル拡散すると、スペクトル拡
散された各信号系列の相互相関はＯとなる。 つまり、乗算器１０１〜ＩＯＭの各出力の相互相関はな
く、また、乗算器２０１〜２０Ｍの各出力の相互相関も
ない。 次に、同相チャネル側の多重化信号Ｉ２は、乗算器３２
で搬送波と乗算される。一方、直交チャネル側の多重化
信号Ｑ２は、乗算器３３で直交搬送波と乗算される。こ
こで、直交搬送波は、搬送波生成回路３０が出力した搬
送波が移相器３１で９０°移和されて生成されたもので
ある。各乗算器３２．３３の出力は、加算器３４で加算
されて、結局、互いに直交する搬送波を用いてさらに多
重化された同期式スペクトル拡散多重化信号となる。 第３図はこの発明の一実施例による同期式スペクトル拡
散多重通信方式に用いられる受信機の構成を示す構成図
である。第３図において、７０は同期式スペクトル拡散
多重化信号（以下、受信信号という。）が入力される入
力端子である。この受信信号は、例えば、第１図に示す
送信機から送信されたものである。７１は受信フィルタ
、７２１〜７２Ｍはそれぞれ受信フィルタ７１の出力と
ビットシフトされた変形Ｍ系列とを乗算する乗算器、７
３１〜７３Ｍは搬送波を再生する搬送波再生回路、７４
１〜７４Ｍは再生された搬送波の移相を９０°移相する
移相器、７５１〜７５Ｍは各乗算器７２１〜７２Ｍの出
力と各搬送波再生回路７３１〜７３Ｍが出力した再生さ
れた搬送波を乗算する乗算器（第２の乗算器）、７６１
〜７６Ｍは各乗算器７２１〜７２Ｍの出力と各移相器７
４１〜７４Ｍが出力した再生された直交搬送波を乗算す
る乗算器（第３の乗算器）、７７１〜７７Ｍ。 ７８１〜７８Ｍはビットタイミングを再生するビットタ
イミング再生回路、７９１〜７９Ｍは乗算器７５１〜７
５Ｍの出力を積分および放電する同相チャネル側の積分
放電フィルタ、８０１〜８０Ｍはデータ判定を行うデー
タ判定回路、８１１〜８１Ｍは乗算器７６１〜７６Ｍの
出力を積分および放電する直交チャネル側の積分放電フ
ィルタ、８２１〜８２Ｍはデータ判定を行うデータ判定
器である。なお、積分放電フィルタ７９１〜７９Ｍ。 ８１１〜８１Ｍとデータ判定器８０１〜８０Ｍ。 ８２１〜８２Ｍとでデータ判定回路を構成している。 次に動作について説明する。まず、受信信号が入力端子
７０に入力すると、この信号は受信フィルタ７１で送信
された同期式スペクトル拡散多重化信号に整合するよう
に波形整形される。一方、変形Ｍ系列生成器６０とシフ
トレジスタ６２とでビットシフトされた変形Ｍ系列が生
成されている。 受信フィルタ７１の出力は、ビットシフトされた変形Ｍ
系列の各系列と乗算器７２１〜７２Ｍで乗算される。こ
れによって、それぞれの拡散符号の系列で拡散された成
分ごとに逆拡散される。各乗算器７２１〜７２Ｍの出力
には同相チャネル成分と直交チャネル成分とが各１チャ
ネル分含まれていることになるが、各出力から搬送波再
生回路７３１〜７３Ｍは、搬送波を再生する。また、移
相器７４１〜７４Ｍは再生された搬送波の位相を９０″
移相して直交搬送波を再生する。それぞれの再生された
搬送波および再生された直交搬送波と乗算器７２１〜７
２Ｍの出力とは、乗算器７５１〜７５Ｍ、７６１〜７６
Ｍで乗積復調される。そして、各乗算器７５１〜７５Ｍ
、７６１〜７６Ｍの出力はビットタイミング再生回路７
７１〜７７Ｍ。 ７８１〜７８Ｍに導かれ、ここで、ビットタイミングが
再生される。一方、各乗算器７５１〜７５Ｍ。 ７６１〜７６Ｍの出力は積分放電フィルタ７９１〜７９
Ｍ、８１１〜８１Ｍへも導かれている。そして、積分放
電フィルタ７９１〜７９Ｍ、８１１〜８１Ｍにおける積
分値が、再生されたビットタイミングに従って放電され
、同時にサンプリングされる。このサンプリング値は、
各データ判定器８０１〜８０Ｍ、８２１〜８２Ｍで所定
の値と比較されてデータ判定を受ける。データ判定によ
って決定された値は、データ判定器８０１〜８０Ｍ。 からは同相チャネル側の信号系列Ｓ、〜Ｓ□としてまた
、データ判定器８２１〜８２Ｍからは直交チャネル側の
信号系列Ｓ１゜〜Ｓ、４゜として出力されることになる
。 第４図は、この発明の他の実施例による受信機の構成を
示したものである。この発明における受信機が受信する
同期式スペクトル拡散多重化信号は、同一タイミングで
多重化がなされているので、積分放電フィルタ７９１〜
７９Ｍ、８１１〜８１Ｍにおける放電タイミング（サン
プリングタイミング）はそれぞれ同一である。従って、
ビットタイミング再生回路７７は１つで共用できる。ま
た、搬送波再生回路７３および移相器７４も１つであて
もよい、ここで、ビットタイミング再生回路７７の入力
は、ある１つの任意の乗算器７５１〜７５Ｍ。 ７６１〜７６Ｍの出力でもよいが、十分なエネルギーコ
ントラスト比が確保されている場合には、入力数を増す
ことにより、再生されるビットタイミングは厳密になる
。また、搬送波再生回路７３についても同様である。 なお、互いに直交する搬送波を用いているので、搬送波
再生回路７３，７３１〜７３Ｍにおいて位相不確定性の
問題が生じるが、通常の４相ＰＳＫ（ＰＨａｓｅ　５ｈ
ｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）を使用する場合と同様に、通信
開始時に、ユニークワードを挿入することで解決できる
。 なお、第１図に示す送信機では送信フィルタ１１゜２１
を、第３図または第４図に示す受信機では受信フィルタ
７１で波形整形を行い、受信フィルタ７１は、送信機の
送信フィルタ１１．２１と整合されたものを用いている
が、送信フィルタ１１゜２１、受信フィルタ７１ともに
ロールオフ率１００％のルートナイキストフィルタを用
いることにより、チップ波形に関しては整合濾波が実現
され、帯域制限による変形Ｍ系列の相関特性に関する影
響も、送信フィルタ１１，２１、受信フィルタ７１の総
合特性がロールオフ率１００％のナイキストフィルタを
用いることにより、その影響はほとんど無視できる。 また、第２の乗算器７５１〜７５Ｍ１第３の乗算器７６
１〜７６Ｍ以降をディジタル処理で行う場合には、チッ
プ波形に対して既に整合濾波されているため、積分放電
フィルタ７９１〜７９Ｍ。 ８１１〜８１Ｍはチップ中央点でのサンプル値（軟判定
値）のみの総和を求め、その総和の極性によりＤａ　ｔ
ａを判定すれば整合受信が実現される。

【発明の効果】

以上のように、この発明によれば同期式スペクトル拡散
多重化通信方式を、ビットシフトされた変形Ｍ系列を拡
散信号として同相チャネル側の信号系列と直交チャネル
側の信号系列とをそれぞれ拡散変調して同期的に多重化
し、互いに直交する搬送波を用いてさらに多重化して作
成した同期式スペクトル拡散多重化信号を送出する送信
機を用いて、また、受信した同期式スペクトル拡散多重
化信号をビットシフトされた変形Ｍ系列で逆拡散し、同
相チャネル側の信号系列と直交チャネル側の信号系列と
をそれぞれ復元する受信機を用いて構成したので、各チ
ャネルの相互相関は全てＯになり、伝送品質の低下は発
生せず、従って、多重度を増した時に所定の伝送品質を
得るため情報ビットあたりのエネルギーコントラスト比
を増大させることのないものが得られる効果がある。ま
た、使用する拡散信号系列の種類を増大させることなく
、同じ周波数帯域で周波数利用率を従来の同期式スペク
トル拡散多重通信方式で２倍程度に増やすことができる
ものが得られ、よって、スペクトル拡散通信方式が本来
有する耐干渉特性や秘匿性を保持したまま、４相ＰＳＫ
変調を用いたＴＤＭ（時分割多重）方式と同等の多重化
率を達成できるものが得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による同期式スペクトル拡
散多重通信方式に用いられる送信機の構成を示すブロッ
ク図、第２図は第１図に示した同相チャネル多重化回路
および直交チャネル多重化回路の構成を示す構成図、第
３図はこの発明の一実施例による同期式スペクトル拡散
多重通信方式に用いられる受信機の構成を示す構成図、
第４図は他の実施例による受信機の構成を示す構成図、
第５図は従来の同期式スペクトル拡散多重通信方式を示
すブロック図である。 １０は同相チャネル多重化回路、２０は直交チャネル多
重化回路、１１．２１は送信フィルタ、３０は搬送波生
成回路、３１は９０°移相器、３２〜３３は乗算器、３
４は加算器、６０は変形Ｍ系列生成器（変形Ｍ系列生成
回路）、６２はシフトレジスタ（変形Ｍ系列生成回路）
　、７２１〜７２Ｍは乗算器、７３，７３１〜７３Ｍは
搬送波再生回路、７４，７４１〜７４Ｍは９０６移相器
、７５１〜７５Ｍは乗算器（第２の乗算器）、７６１〜
７６Ｍは乗算器（第３の乗算器）、７７．７７１〜７７
Ｍ、７８１〜７８Ｍはビットタイミング再生回路、７９
１〜７９Ｍ、８１１〜８１Ｍは積分放電フィルタ（デー
タ判定回路）、８０１〜８０Ｍ。 ８２１〜８２Ｍはデータ判定器（データ判定回路）Ｓｌ
、〜ＳＭ＋、　　Ｓｌ。〜ｓＭ。はそれぞれ信号系列。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。 （外２名）

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）ビットシフトされた変形Ｍ系列を拡散符号として
   、入力された複数の信号系列を拡散多重化変調する同相
   チャネル多重化回路と、前記ビットシフトされた変形Ｍ
   系列を拡散符号として、入力された他の複数の信号系列
   を拡散多重化変調する直交チャネル多重化回路と、前記
   同相チャネル多重化回路の出力信号を波形整形する第１
   の送信フィルタと、前記直交チャネル多重化回路の出力
   信号を波形整形する第２の送信フィルタと、搬送波を生
   成する搬送波生成回路と、この搬送波生成回路が生成し
   た搬送波の位相を９０°移相して直交搬送波を生成する
   移相器と、前記第１の送信フィルタの出力信号によって
   前記搬送波生成回路が生成した搬送波を乗積変調する第
   １の乗算器と、前記第２の送信フィルタの出力信号によ
   って前記移相器が生成した直交搬送波を乗積変調する第
   ２の乗算器と、前記第１の乗算器の出力信号と前記第２
   の乗算器の出力信号とを加算して、加算した結果を同期
   式スペクトル拡散多重化信号として出力する加算器とを
   有する送信機を備えた同期式スペクトル拡散多重通信方
   式。
2. （２）ビットシフトされた変形Ｍ系列を生成する変形Ｍ
   系列生成回路と、この変形Ｍ系列生成回路が生成した変
   形Ｍ系列と同一の変形Ｍ系列を用いて拡散多重化変調さ
   れた同相チャネル成分および直交チャネル成分を含む同
   期式スペクトル拡散多重化信号を受信した時に、この同
   期式スペクトル拡散多重化信号と前記変形Ｍ系列生成回
   路が出力した各変形Ｍ系列とを乗算して、それぞれ逆拡
   散信号を出力する複数の乗算器と、これら乗算器の出力
   から搬送波を再生する搬送波再生回路と、この搬送波再
   生回路で再生された搬送波の位相を９０°移送して直交
   搬送波を再生する移相器と、前記各乗算器の出力と再生
   された前記搬送波とを乗算して同相チャネル成分をそれ
   ぞれ出力する第２の乗算器と、前記各乗算器の出力と再
   生された前記直交搬送波とを乗算して直交チャネル成分
   をそれぞれ出力する第３の乗算器と、前記同相チャネル
   成分および前記直交チャネル成分をそれぞれ導入してビ
   ットタイミングを再生するビットタイミング再生回路と
   、前記同相チャネル成分および前記直交チャネル成分を
   それぞれ入力として、再生された前記ビットタイミング
   を用いてデータ判定を行うデータ判定回路とを有する受
   信機を備えた同期式スペクトル拡散多重通信方式。