JPH0320090B2 - - Google Patents
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- JPH0320090B2 JPH0320090B2 JP57012632A JP1263282A JPH0320090B2 JP H0320090 B2 JPH0320090 B2 JP H0320090B2 JP 57012632 A JP57012632 A JP 57012632A JP 1263282 A JP1263282 A JP 1263282A JP H0320090 B2 JPH0320090 B2 JP H0320090B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- period
- output
- input terminal
- width modulation
- Prior art date
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- Expired - Lifetime
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、例えばオーデイオ信号を増幅する
場合などに用いて好適なパルス幅変調回路に関す
る。
場合などに用いて好適なパルス幅変調回路に関す
る。
従来、オーデイオ用の増幅器として、パルス幅
変調回路を用いて極めて効率のよい増幅作用を行
なわせるようにしたものが知られている。例えば
第１図は、このような増幅器の従来の一例を示す
回路図である。この図において、符号１で示す部
分は、増幅すべきオーデイオ信号を同オーデイオ
信号の振幅に応じたデユーテイー比を持つパルス
信号に変換するパルス幅変調回路である。このパ
ルス幅変調回路１は、比較器２を有してなるもの
で、この比較器２の入力端子には入力端子３を
介して、増幅すべきオーデイオ信号ea（電圧信号）
が供給され、一方同比較器２の入力端子には入
力端子４を介して、パルス幅変調を行なうに要す
る三角波あるいはランプ波等のキヤリア信号ec
（電圧信号）が供給されるようになつている。こ
のようなパルス幅変調回路１においては、オーデ
イオ信号eaおよびキヤリア信号Ecが例えは第２図
イに示すような波形であると、出力として第２図
ロに示すような波形の信号、すなわち、周期がキ
ヤリア信号ecの周期と等しく、かつデユーテイー
比がオーデイオ信号eaの振幅に応じて変化するパ
ルス信号epが得られる。この信号epはパルス増幅
器５によつて電力増幅された後、ローパスフイル
タ６によつてキヤリア信号ecに対応する信号成分
が除去され、オーデイオ信号eaに対応する信号成
分だけを持つ信号に復調されてスピーカ７に供給
される。
変調回路を用いて極めて効率のよい増幅作用を行
なわせるようにしたものが知られている。例えば
第１図は、このような増幅器の従来の一例を示す
回路図である。この図において、符号１で示す部
分は、増幅すべきオーデイオ信号を同オーデイオ
信号の振幅に応じたデユーテイー比を持つパルス
信号に変換するパルス幅変調回路である。このパ
ルス幅変調回路１は、比較器２を有してなるもの
で、この比較器２の入力端子には入力端子３を
介して、増幅すべきオーデイオ信号ea（電圧信号）
が供給され、一方同比較器２の入力端子には入
力端子４を介して、パルス幅変調を行なうに要す
る三角波あるいはランプ波等のキヤリア信号ec
（電圧信号）が供給されるようになつている。こ
のようなパルス幅変調回路１においては、オーデ
イオ信号eaおよびキヤリア信号Ecが例えは第２図
イに示すような波形であると、出力として第２図
ロに示すような波形の信号、すなわち、周期がキ
ヤリア信号ecの周期と等しく、かつデユーテイー
比がオーデイオ信号eaの振幅に応じて変化するパ
ルス信号epが得られる。この信号epはパルス増幅
器５によつて電力増幅された後、ローパスフイル
タ６によつてキヤリア信号ecに対応する信号成分
が除去され、オーデイオ信号eaに対応する信号成
分だけを持つ信号に復調されてスピーカ７に供給
される。
ところで、この第１図に示したような従来のパ
ルス幅変調回路１は、第２図に示す各波形から明
らかなように、三角波あるいはランプ波等のキヤ
リア信号の各勾配の直線性が良好でないと大きな
歪が生ずる。（信号eaの振幅と信号epのデユーテ
イー比とが正しく比例しなくなる）。しかしなが
ら、三角波あるいはランプ波の勾配の直線性を良
くすることは、実際には極めて困難である。
ルス幅変調回路１は、第２図に示す各波形から明
らかなように、三角波あるいはランプ波等のキヤ
リア信号の各勾配の直線性が良好でないと大きな
歪が生ずる。（信号eaの振幅と信号epのデユーテ
イー比とが正しく比例しなくなる）。しかしなが
ら、三角波あるいはランプ波の勾配の直線性を良
くすることは、実際には極めて困難である。
このような従来のパルス幅変調回路の欠点を克
服するものとして、第３図に示すようなものが提
案されている。
服するものとして、第３図に示すようなものが提
案されている。
第３図において、パルス幅変調回路１は、演算
増幅器８と、比較器９と、パルス増幅器１０とを
有してなるものであり、ここで入力端子３にはオ
ーデイオ信号eaが供給され、入力端子４には矩形
波であるキヤリア信号ecが供給されるようになつ
ている。前記演算増幅器８は、抵抗１１とコンデ
ンサ１２とが設けられてミラー積分回路構成とな
つており、キヤリア信号ec（矩形波）を積分して
三角波を発生させると共に、この三角波にオーデ
イオ信号eaを加算して出力する。したがつて演算
増幅器８の出力としては、例えば第４図イに示す
ような波形の信号e1が得られる。この信号e1は比
較器９の入力端子に供給され、同比較器９によ
つて接地レベルと比較される。したがつてこの比
較器９からは第４図ロに示すようなパルス信号ep
（周期がキヤリア信号ecの周期に等しく、デユー
テイー比がオーデイオ信号eaの振幅に比例するパ
ルス信号）が出力される。この信号epは、パルス
増幅器１０によつて非反転増幅された後、抵抗１
３を介して前記演算増幅器８の反転入力端子へ帰
還（負帰還）される。なお、このパルス幅変調回
路１の出力（パルス増幅器１０の出力）は、ロー
パスフイルタ６によつて復調されてスピーカ７へ
供給される。
増幅器８と、比較器９と、パルス増幅器１０とを
有してなるものであり、ここで入力端子３にはオ
ーデイオ信号eaが供給され、入力端子４には矩形
波であるキヤリア信号ecが供給されるようになつ
ている。前記演算増幅器８は、抵抗１１とコンデ
ンサ１２とが設けられてミラー積分回路構成とな
つており、キヤリア信号ec（矩形波）を積分して
三角波を発生させると共に、この三角波にオーデ
イオ信号eaを加算して出力する。したがつて演算
増幅器８の出力としては、例えば第４図イに示す
ような波形の信号e1が得られる。この信号e1は比
較器９の入力端子に供給され、同比較器９によ
つて接地レベルと比較される。したがつてこの比
較器９からは第４図ロに示すようなパルス信号ep
（周期がキヤリア信号ecの周期に等しく、デユー
テイー比がオーデイオ信号eaの振幅に比例するパ
ルス信号）が出力される。この信号epは、パルス
増幅器１０によつて非反転増幅された後、抵抗１
３を介して前記演算増幅器８の反転入力端子へ帰
還（負帰還）される。なお、このパルス幅変調回
路１の出力（パルス増幅器１０の出力）は、ロー
パスフイルタ６によつて復調されてスピーカ７へ
供給される。
この第３図に示すパルス幅変調回路１によれ
ば、信号ecの積分信号（三角波）オーデイオ信号
eaとに対しては負帰還がかけられるため、第１図
に示したパルス幅変調回路１によるものよりも格
段に歪の少ない変調出力を得ることができる。し
かしながら、この第３図に示すパルス幅変調回路
１においては、キヤリア信号ecが帰還ループの外
から供給されるようになつているから、このキヤ
リア信号ec（矩形波）が持つ残留ノイズ、角形比
の不正確さ、あるいは振幅の非対称性等の歪はそ
のまま増幅されて出力されることになる。したが
つてこのようなパルス幅変調回路１においては、
極めて正確な矩形波であるキヤリア信号ecが必要
である。しかしながらこのようなキヤリア信号ec
を発生する発振回路を構成することは極めて困難
である。
ば、信号ecの積分信号（三角波）オーデイオ信号
eaとに対しては負帰還がかけられるため、第１図
に示したパルス幅変調回路１によるものよりも格
段に歪の少ない変調出力を得ることができる。し
かしながら、この第３図に示すパルス幅変調回路
１においては、キヤリア信号ecが帰還ループの外
から供給されるようになつているから、このキヤ
リア信号ec（矩形波）が持つ残留ノイズ、角形比
の不正確さ、あるいは振幅の非対称性等の歪はそ
のまま増幅されて出力されることになる。したが
つてこのようなパルス幅変調回路１においては、
極めて正確な矩形波であるキヤリア信号ecが必要
である。しかしながらこのようなキヤリア信号ec
を発生する発振回路を構成することは極めて困難
である。
この発明は以上に述べた諸事情に鑑み、容易に
得られるようなキヤリア信号を用いかつ簡単な回
路構成でありながら、極めて歪の少ない変調出力
を得ることができるパルス幅変調回路を提供せん
としてなされたもので、非反転入力端子に入力信
号が供給され反転入力端子と出力端子との間にコ
ンデンサが介挿されかつ反転入力端子が第１のイ
ンピーダンス素子を介して接地された増幅器と、
この増幅器の出力信号とキヤリア信号とを比較す
る比較器と、この比較器の出力に対応する信号を
第２のインピーダンス素子を介して前記増幅器の
反転入力端子へ帰還させる帰還回路とを各々設
け、前記比較器の出力に対応する信号を出力信号
として取出すようにしたものである。
得られるようなキヤリア信号を用いかつ簡単な回
路構成でありながら、極めて歪の少ない変調出力
を得ることができるパルス幅変調回路を提供せん
としてなされたもので、非反転入力端子に入力信
号が供給され反転入力端子と出力端子との間にコ
ンデンサが介挿されかつ反転入力端子が第１のイ
ンピーダンス素子を介して接地された増幅器と、
この増幅器の出力信号とキヤリア信号とを比較す
る比較器と、この比較器の出力に対応する信号を
第２のインピーダンス素子を介して前記増幅器の
反転入力端子へ帰還させる帰還回路とを各々設
け、前記比較器の出力に対応する信号を出力信号
として取出すようにしたものである。
以下、この発明の一実施例を図面を参照して詳
細に説明する。
細に説明する。
第５図は、この発明の一実施例であるパルス幅
変調回路を具備するオーデイオ用増幅器の構成を
示す回路図である。
変調回路を具備するオーデイオ用増幅器の構成を
示す回路図である。
第５図において、符号１はパルス幅変調回路を
示しており、このパルス幅変調回路１において、
８は演算増幅器（増幅器）、９は比較器、１０は
パルス増幅器である。また端子３はパルス幅変調
すべきオーデイオ信号ea（入力信号）が入力され
る入力端子、端子４はパルス幅変調を行なうに要
するキヤリア信号ecが入力される入力端子であ
る。以下、このパルス幅変調回路１の接続状態を
詳細に述べると、入力端子３は演算増幅器８の非
反転入力端子に接続されると共に、抵抗１４を介
して接地されている。演算増幅器８の反転入力端
子は、抵抗１５（第１のインピーダンス素子であ
り、値をR1とする）を介して接地されると共に、
コンデンサ１２（容量素子）を介して同演算増幅
器８の出力端子に接続されている。演算増幅器８
の出力端子は、比較器９の入力端子に接続さ
れ、同比較器９の入力端子は前記入力端子４に
接続されている。比較器９の出力端子はパルス増
幅器（非反転増幅を行なうパルス増幅器）１０の
入力端子に接続され、同パルス増幅器１０の出力
端子は抵抗１３（第２のインピーダンス素子であ
り、値をR2とする）を介して前記演算増幅器８
の反転入力端子に接続されている。
示しており、このパルス幅変調回路１において、
８は演算増幅器（増幅器）、９は比較器、１０は
パルス増幅器である。また端子３はパルス幅変調
すべきオーデイオ信号ea（入力信号）が入力され
る入力端子、端子４はパルス幅変調を行なうに要
するキヤリア信号ecが入力される入力端子であ
る。以下、このパルス幅変調回路１の接続状態を
詳細に述べると、入力端子３は演算増幅器８の非
反転入力端子に接続されると共に、抵抗１４を介
して接地されている。演算増幅器８の反転入力端
子は、抵抗１５（第１のインピーダンス素子であ
り、値をR1とする）を介して接地されると共に、
コンデンサ１２（容量素子）を介して同演算増幅
器８の出力端子に接続されている。演算増幅器８
の出力端子は、比較器９の入力端子に接続さ
れ、同比較器９の入力端子は前記入力端子４に
接続されている。比較器９の出力端子はパルス増
幅器（非反転増幅を行なうパルス増幅器）１０の
入力端子に接続され、同パルス増幅器１０の出力
端子は抵抗１３（第２のインピーダンス素子であ
り、値をR2とする）を介して前記演算増幅器８
の反転入力端子に接続されている。
そして、前記パルス増幅器１０の出力は、ロー
パスフイルタ６へ供給されている。このローパス
フイルタ６は、パルス増幅器１０の出力（変調出
力）から、キヤリア信号ecに対応する信号成分を
除去しオーデイオ信号eaに対応する信号成分だけ
を取出すために、すなわち同出力を復調するため
に設けられている。このローパスフイルタ６の出
力はスピーカ７へ供給されている。
パスフイルタ６へ供給されている。このローパス
フイルタ６は、パルス増幅器１０の出力（変調出
力）から、キヤリア信号ecに対応する信号成分を
除去しオーデイオ信号eaに対応する信号成分だけ
を取出すために、すなわち同出力を復調するため
に設けられている。このローパスフイルタ６の出
力はスピーカ７へ供給されている。
次に以上の構成におけるパルス幅変調回路１の
動作を、第６図〜第９図に示す信号波形図を参照
して説明する。
動作を、第６図〜第９図に示す信号波形図を参照
して説明する。
まず、パルス増幅器１０が出力する信号e2は、
ハイレベル時の電圧がパルス増幅器１０の正電源
電圧＋Vcに略等しく、またはローレベル時の電
圧がパルス増幅器１０の負電源電圧−Vcに略等
しいパルス信号であり、その繰返し周期は後述す
るようにキヤリア信号ecの周期Ｔによつて決ま
る。また演算増幅器８の反転入力端子における信
号e3は、負帰還が施された演算増幅器の性質から
同演算増幅器８の非反転入力端子に供給されるオ
ーデイオ信号eaと常に同電位となる。またキヤリ
ア信号ecの周波数は、オーデイオ信号eaの高域周
波数より充分に高い周波数に設定されている。
ハイレベル時の電圧がパルス増幅器１０の正電源
電圧＋Vcに略等しく、またはローレベル時の電
圧がパルス増幅器１０の負電源電圧−Vcに略等
しいパルス信号であり、その繰返し周期は後述す
るようにキヤリア信号ecの周期Ｔによつて決ま
る。また演算増幅器８の反転入力端子における信
号e3は、負帰還が施された演算増幅器の性質から
同演算増幅器８の非反転入力端子に供給されるオ
ーデイオ信号eaと常に同電位となる。またキヤリ
ア信号ecの周波数は、オーデイオ信号eaの高域周
波数より充分に高い周波数に設定されている。
ここで、キヤリア信号ecとして第６図イに示す
ように、周期Ｔの三角波が供給されており、また
オーデイオ信号eaは同図ロに示すように、今、接
地レベルであるとする。この場合、電圧e3は当然
接地レベルであるから、信号e2がハイレベルであ
る期間において抵抗１３を介してパルス増幅器１
０の出力端子側からコンデンサ１２側に流れる電
流をi1とすれば、信号e2がローレベルである期間
に同抵抗１３に流れる電流は−i1となる。またこ
の場合、抵抗１５には電流が流れないから、前記
電流i1または電流−i1は全てコンデンサ１２に流
れる。すなわち、コンデンサ１２への充放電電流
i3（又は−i3）は、信号e2の電圧、演算増幅器８の
反転入力端子電圧、および抵抗１３，１５の値
R2，R1によつて一義的に決定されるものであり、
ここではその絶対値がともにVc／R2に等しい。そし て演算増幅器８の出力端子にはコンデンサ１２の
値と上述した充放電電流i3（又は−i3）によつて決
定される勾配を有した第６図ハに示すような三角
波状の信号e4から得られることになる。この信号
e4は信号e2がハイレベルである期間（例えば第６
図ハの期間T1）における勾配と、信号e2がロー
レベルである期間（例えば第６図ハの期間T2）
における勾配とが、符号は異なるが当然等しくな
る。またこの信号e4は、第６図ニに示すように比
較器９においてキヤリア信号ecと比較され、さら
に、第６図ホに示すようにこの比較結果として得
られる信号e5に応じて前記信号e2が変化されるよ
うになつており、結果として負帰還ループが構成
される。なお、この場合の動作過程においてキヤ
リア信号ecに対する信号e4の位相はキヤリア信号
ecの波形および上述した信号e4に与えられた勾配
に応じて変化はするが一義的に定まるものであ
り、かつ、その過程中では周期については、何ら
変化しないので、各信号の周期はすべてキヤリア
信号ecの周期Ｔと同一となる。したがつてこの場
合に得られる信号e2、すなわちパルス幅変調回路
１の出力信号は、第６図ホに示すように、周期が
Ｔで、かつデユーテイー比が１のパルス信号とな
る。
ように、周期Ｔの三角波が供給されており、また
オーデイオ信号eaは同図ロに示すように、今、接
地レベルであるとする。この場合、電圧e3は当然
接地レベルであるから、信号e2がハイレベルであ
る期間において抵抗１３を介してパルス増幅器１
０の出力端子側からコンデンサ１２側に流れる電
流をi1とすれば、信号e2がローレベルである期間
に同抵抗１３に流れる電流は−i1となる。またこ
の場合、抵抗１５には電流が流れないから、前記
電流i1または電流−i1は全てコンデンサ１２に流
れる。すなわち、コンデンサ１２への充放電電流
i3（又は−i3）は、信号e2の電圧、演算増幅器８の
反転入力端子電圧、および抵抗１３，１５の値
R2，R1によつて一義的に決定されるものであり、
ここではその絶対値がともにVc／R2に等しい。そし て演算増幅器８の出力端子にはコンデンサ１２の
値と上述した充放電電流i3（又は−i3）によつて決
定される勾配を有した第６図ハに示すような三角
波状の信号e4から得られることになる。この信号
e4は信号e2がハイレベルである期間（例えば第６
図ハの期間T1）における勾配と、信号e2がロー
レベルである期間（例えば第６図ハの期間T2）
における勾配とが、符号は異なるが当然等しくな
る。またこの信号e4は、第６図ニに示すように比
較器９においてキヤリア信号ecと比較され、さら
に、第６図ホに示すようにこの比較結果として得
られる信号e5に応じて前記信号e2が変化されるよ
うになつており、結果として負帰還ループが構成
される。なお、この場合の動作過程においてキヤ
リア信号ecに対する信号e4の位相はキヤリア信号
ecの波形および上述した信号e4に与えられた勾配
に応じて変化はするが一義的に定まるものであ
り、かつ、その過程中では周期については、何ら
変化しないので、各信号の周期はすべてキヤリア
信号ecの周期Ｔと同一となる。したがつてこの場
合に得られる信号e2、すなわちパルス幅変調回路
１の出力信号は、第６図ホに示すように、周期が
Ｔで、かつデユーテイー比が１のパルス信号とな
る。
次に、オーデイオ信号eaが第７図ロに示すよう
に、接地レベルより高いある電圧レベルである場
合、信号e3は信号eaと同一電圧レベルであるか
ら、抵抗１５を介して、コンデンサ１２側から接
地点へ電流i2が流れる。したがつてこの場合、コ
ンデンサ１２には、信号e2がハイレベルである期
間においては電流（i1−i2）が流れ、一方信号e2
がローレベルである期間においては電流−（i1＋
i2）が流れる。この結果、信号e4は、第７図ハに
示すように、信号e2がハイレベルである期間（例
えば第７図ハに期間T1）における勾配の方が、
信号e2がローレベルである期間（例えば第７図ハ
の期間T2）における勾配より緩やかな三角波と
なる。またこの信号e4は、前述した場合と同様
に、第７図ニに示すように比較器９においてキヤ
リア信号ecと比較され、さらにこの比較結果とし
て得られる信号e5（第７図ホ参照）に応じて信号
e2が変化されることによつて、キヤリア信号ecと
同一周期で繰返される。したがつてこの場合に得
られる信号e2は第７図ホに示すように、周期がＴ
であり、かつハイレベルの期間がローレベルの期
間より長いパルス信号となる。
に、接地レベルより高いある電圧レベルである場
合、信号e3は信号eaと同一電圧レベルであるか
ら、抵抗１５を介して、コンデンサ１２側から接
地点へ電流i2が流れる。したがつてこの場合、コ
ンデンサ１２には、信号e2がハイレベルである期
間においては電流（i1−i2）が流れ、一方信号e2
がローレベルである期間においては電流−（i1＋
i2）が流れる。この結果、信号e4は、第７図ハに
示すように、信号e2がハイレベルである期間（例
えば第７図ハに期間T1）における勾配の方が、
信号e2がローレベルである期間（例えば第７図ハ
の期間T2）における勾配より緩やかな三角波と
なる。またこの信号e4は、前述した場合と同様
に、第７図ニに示すように比較器９においてキヤ
リア信号ecと比較され、さらにこの比較結果とし
て得られる信号e5（第７図ホ参照）に応じて信号
e2が変化されることによつて、キヤリア信号ecと
同一周期で繰返される。したがつてこの場合に得
られる信号e2は第７図ホに示すように、周期がＴ
であり、かつハイレベルの期間がローレベルの期
間より長いパルス信号となる。
次に、オーデイオ信号eaが第８図ロに示すよう
に、接地レベルより低いある電圧である場合は、
信号e3も信号eaと同一電圧レベルであるから、抵
抗１５には接地点からコンデンサ１２方向に電流
−i2が流れる。したがつてこの場合、信号e2がハ
イレベルである期間においては、コンデンサ１２
には電流（i1＋i2）が流れ、一方信号e2がローレ
ベルである期間においては、コンデンサ１２に電
流−（i1−i2）が流れる。したがつて、信号e4は、
第８図ハに示すように、信号e2がハイレベルであ
る期間（例えば第８図ハの期間T1）における勾
配が、信号e2がローレベルである期間（例えば第
８図ハの期間T2）における勾配より急峻な三角
波となる。またこの信号e4（三角波）は前述した
場合と同様に、キヤリア信号ecと同一周期で繰返
される。したがつて、この場合に得られる信号e2
は、第８図ホに示すように、周期がＴであり、か
つハイレベルである期間の方が、ローレベルであ
る期間より短いパルス信号となる。
に、接地レベルより低いある電圧である場合は、
信号e3も信号eaと同一電圧レベルであるから、抵
抗１５には接地点からコンデンサ１２方向に電流
−i2が流れる。したがつてこの場合、信号e2がハ
イレベルである期間においては、コンデンサ１２
には電流（i1＋i2）が流れ、一方信号e2がローレ
ベルである期間においては、コンデンサ１２に電
流−（i1−i2）が流れる。したがつて、信号e4は、
第８図ハに示すように、信号e2がハイレベルであ
る期間（例えば第８図ハの期間T1）における勾
配が、信号e2がローレベルである期間（例えば第
８図ハの期間T2）における勾配より急峻な三角
波となる。またこの信号e4（三角波）は前述した
場合と同様に、キヤリア信号ecと同一周期で繰返
される。したがつて、この場合に得られる信号e2
は、第８図ホに示すように、周期がＴであり、か
つハイレベルである期間の方が、ローレベルであ
る期間より短いパルス信号となる。
次に、オーデイオ信号eaと、このパルス幅変調
回路１の出力信号e2のデユーテイー比との関係を
考察する。
回路１の出力信号e2のデユーテイー比との関係を
考察する。
第９図は、オーデイオ信号eaと、信号e4と、信
号e2の各波形の関係を示す図である。今、前記コ
ンデンサ１２を介して抵抗１３側から演算増幅器
８の出力端子側へ流れる電流をi3とすれば、第９
図に示す期間T1における電流i3、すなわち信号e2
がハイレベルである期間における電流i3は、 i3＝（e2−e3／R2−e3／R1）＝（Vc−ea／R2−ea／
R1） ……(1) となる。一方、第９図に示す期間T2における電
流i3、すなわち信号e2がローレベルである期間に
おける電流i3は、 i3＝−（e2＋e3／R2＋e3／R1）＝−（Vc＋ea／R2ea／
R1） ……(2) となる。また一方、電流i3によつて生ずる電圧e4
は連続する信号であることから、次式が成立つ。
号e2の各波形の関係を示す図である。今、前記コ
ンデンサ１２を介して抵抗１３側から演算増幅器
８の出力端子側へ流れる電流をi3とすれば、第９
図に示す期間T1における電流i3、すなわち信号e2
がハイレベルである期間における電流i3は、 i3＝（e2−e3／R2−e3／R1）＝（Vc−ea／R2−ea／
R1） ……(1) となる。一方、第９図に示す期間T2における電
流i3、すなわち信号e2がローレベルである期間に
おける電流i3は、 i3＝−（e2＋e3／R2＋e3／R1）＝−（Vc＋ea／R2ea／
R1） ……(2) となる。また一方、電流i3によつて生ずる電圧e4
は連続する信号であることから、次式が成立つ。
T1・（Vc−ea／R2−ea／R1）＝T2・（Vc＋ea／R2＋ea
R1） ……(3) またキヤリア信号ecの周期Ｔと第９図に示めす
期間T1，T2の和とは等しいから、次式が成立つ。
R1） ……(3) またキヤリア信号ecの周期Ｔと第９図に示めす
期間T1，T2の和とは等しいから、次式が成立つ。
Ｔ＝T1＋T2 ……(4)
この(4)式に(3)式を代入して整理すると、
Ｔ＝T12R1Vc／R1（Vc＋ea）＋R2ea……(5)
が得られる。ここで信号e2のデユーテイー比Ｄ
は、 Ｄ＝T1／Ｔ ……(6) であるから、このデユーテイー比Ｄは、(5)式を用
いれば Ｄ＝R1Vc＋R1ea＋R2ea／2R1Vc ＝１／２＋（１＋R2／R1）ea／2Vc ……(7) と表わすことができる。この(7)式から明らかなよ
うに、第５図に示した回路構成によれば、パルス
幅変調回路１の出力信号e2のデユーテイー比Ｄ
は、オーデイオ信号eaの振幅に完全に比例すると
共に、その変調利得を抵抗１３，１５の各値R2，
R1により決定することができる。また以上の議
論から明らかなようにこのデユーテイー比Ｄはキ
ヤリア信号ecの周期Ｔを除けばこのキヤリア信号
ecの波形とは無関係に定まることが理解されよ
う。したがつてこの第５図の回路においては、キ
ヤリア信号ecとして、正しい繰返し周期Ｔと有す
るものであれば、前述した３角波に限らず、ラン
プ波、正弦波等の各種の周期信号を用いることが
でき、これらの信号の非対称性等の歪の影響を受
けることがない。すなわち、この第５図に示す回
路においては、抵抗１３を含む帰還回路によつ
て、オーデイオ信号eaに対して充分な負帰還がか
けられて歪が低減されるばかりか、キヤリア信号
ecの歪に対しては信号e4が同歪の影響を受けない
ように操作されることになる。
は、 Ｄ＝T1／Ｔ ……(6) であるから、このデユーテイー比Ｄは、(5)式を用
いれば Ｄ＝R1Vc＋R1ea＋R2ea／2R1Vc ＝１／２＋（１＋R2／R1）ea／2Vc ……(7) と表わすことができる。この(7)式から明らかなよ
うに、第５図に示した回路構成によれば、パルス
幅変調回路１の出力信号e2のデユーテイー比Ｄ
は、オーデイオ信号eaの振幅に完全に比例すると
共に、その変調利得を抵抗１３，１５の各値R2，
R1により決定することができる。また以上の議
論から明らかなようにこのデユーテイー比Ｄはキ
ヤリア信号ecの周期Ｔを除けばこのキヤリア信号
ecの波形とは無関係に定まることが理解されよ
う。したがつてこの第５図の回路においては、キ
ヤリア信号ecとして、正しい繰返し周期Ｔと有す
るものであれば、前述した３角波に限らず、ラン
プ波、正弦波等の各種の周期信号を用いることが
でき、これらの信号の非対称性等の歪の影響を受
けることがない。すなわち、この第５図に示す回
路においては、抵抗１３を含む帰還回路によつ
て、オーデイオ信号eaに対して充分な負帰還がか
けられて歪が低減されるばかりか、キヤリア信号
ecの歪に対しては信号e4が同歪の影響を受けない
ように操作されることになる。
以上の説明から明らかなように、この発明によ
るパルス幅変調回路によれば、非反転入力端子に
入力信号が供給され反転入力端子出力端子との間
に容量素子が介挿れせかつ反転入力端子が第１の
インピーダンス素子を介して接地された増幅器
と、この増幅器の出力信号とキヤリア信号とを比
較する比較器と、この比較器の出力に対応する信
号を第２のインピーダンス素子を介して前記増幅
器の反転入力端子へ帰還させる帰還回路とを各々
設けて構成したので、正しい周期を持つ繰返し信
号であれば三角波、ランプ波、正弦波等の各種の
信号をキヤリア信号として用いることができ、し
かもこのキヤリア信号の歪、すなわち傾斜部の非
直線性あるいは非対称性はパルス幅変調を行なう
場合の歪とならない。したがつてこの発明による
パルス幅変調回路によれは極めて容易に発生し得
る繰返し信号をキヤリア信号として用いても極め
て歪の少ないパルス幅変調を行なうことができ
る。またこの発明によるパルス幅変調回路によれ
は、第２のインピーダンス素子を介してなされる
負帰還によりオーデイオ信号自体に対しても歪は
低減される。またこの発明によるパルス幅変調回
路によれば、回路構成が極めて単純であるという
効果も得られる。
るパルス幅変調回路によれば、非反転入力端子に
入力信号が供給され反転入力端子出力端子との間
に容量素子が介挿れせかつ反転入力端子が第１の
インピーダンス素子を介して接地された増幅器
と、この増幅器の出力信号とキヤリア信号とを比
較する比較器と、この比較器の出力に対応する信
号を第２のインピーダンス素子を介して前記増幅
器の反転入力端子へ帰還させる帰還回路とを各々
設けて構成したので、正しい周期を持つ繰返し信
号であれば三角波、ランプ波、正弦波等の各種の
信号をキヤリア信号として用いることができ、し
かもこのキヤリア信号の歪、すなわち傾斜部の非
直線性あるいは非対称性はパルス幅変調を行なう
場合の歪とならない。したがつてこの発明による
パルス幅変調回路によれは極めて容易に発生し得
る繰返し信号をキヤリア信号として用いても極め
て歪の少ないパルス幅変調を行なうことができ
る。またこの発明によるパルス幅変調回路によれ
は、第２のインピーダンス素子を介してなされる
負帰還によりオーデイオ信号自体に対しても歪は
低減される。またこの発明によるパルス幅変調回
路によれば、回路構成が極めて単純であるという
効果も得られる。
第１図は従来のパルス幅変調回路の一例を示す
回路図、第２図は同例の動作を説明するための信
号波形図、第３図は従来のパルス幅変調回路の他
の例を示す回路図、第４図は同例の動作を説明す
るための信号波形図、第５図はこの発明の一実施
例であるパルス幅変調回路を具備するオーデイオ
用増幅器の構成を示す回路図、第６図ないし第９
図は同実施例を説明するための信号波形図であ
る。 １……パルス幅変調回路、８……増幅器（演算
増幅器）、９……比較器、１０……パルス増幅器、
１２……容量素子（コンデンサ）、１３……第２
のインピーダンス素子（抵抗）、１５……第１の
インピーダンス素子（抵抗）。
回路図、第２図は同例の動作を説明するための信
号波形図、第３図は従来のパルス幅変調回路の他
の例を示す回路図、第４図は同例の動作を説明す
るための信号波形図、第５図はこの発明の一実施
例であるパルス幅変調回路を具備するオーデイオ
用増幅器の構成を示す回路図、第６図ないし第９
図は同実施例を説明するための信号波形図であ
る。 １……パルス幅変調回路、８……増幅器（演算
増幅器）、９……比較器、１０……パルス増幅器、
１２……容量素子（コンデンサ）、１３……第２
のインピーダンス素子（抵抗）、１５……第１の
インピーダンス素子（抵抗）。
Claims (1)
- １ 非反転入力端子に入力信号が供給され反転入
力端子と出力端子との間に容量素子が介挿されか
つ前記反転入力端子が第１のインピーダンス素子
を介して接地された増幅器と、この増幅器の出力
信号とキヤリア信号とを比較する比較器と、この
比較器の出力に対応する信号を第２のインピーダ
ンス素子を介して前記増幅器の反転入力端子に帰
還させる帰還回路とを具備してなり、前記比較器
の出力に対応する信号を出力信号として取出すこ
とを特徴とするパルス幅変調回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57012632A JPS58130617A (ja) | 1982-01-29 | 1982-01-29 | パルス幅変調回路 |
| US06/455,497 US4504793A (en) | 1982-01-29 | 1983-01-04 | Pulse-width modulation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57012632A JPS58130617A (ja) | 1982-01-29 | 1982-01-29 | パルス幅変調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58130617A JPS58130617A (ja) | 1983-08-04 |
| JPH0320090B2 true JPH0320090B2 (ja) | 1991-03-18 |
Family
ID=11810748
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57012632A Granted JPS58130617A (ja) | 1982-01-29 | 1982-01-29 | パルス幅変調回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4504793A (ja) |
| JP (1) | JPS58130617A (ja) |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59158607A (ja) * | 1983-02-28 | 1984-09-08 | Pioneer Electronic Corp | パルス幅変調増幅回路 |
| WO1988000772A1 (en) * | 1986-07-18 | 1988-01-28 | Robert Ponto | Audio amplifier system |
| US4843339A (en) * | 1987-10-28 | 1989-06-27 | Burr-Brown Corporation | Isolation amplifier including precision voltage-to-duty-cycle converter and low ripple, high bandwidth charge balance demodulator |
| US5654984A (en) * | 1993-12-03 | 1997-08-05 | Silicon Systems, Inc. | Signal modulation across capacitors |
| US5457435A (en) * | 1994-03-25 | 1995-10-10 | Caterpillar Inc. | Pulse width modulated driver |
| ES2212082T3 (es) * | 1996-10-31 | 2004-07-16 | BANG & OLUFSEN A/S | Amplificador de potencia con modulacion por impulsos con metodo mejorado de control en cascada. |
| US5838193A (en) * | 1996-11-26 | 1998-11-17 | Motorola, Inc. | Time-delay compensating wideband class-s modulator and method therefor |
| DE69818631T2 (de) * | 1997-08-12 | 2004-08-12 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Verstärkungsanordnung für digitale signale |
| EP0968565A2 (en) | 1998-01-22 | 2000-01-05 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Pwm amplifier |
| IL129270A0 (en) * | 1999-03-30 | 2000-02-17 | Dip Digital Power Ltd | Class "d" amplifier |
| WO2001091286A1 (en) * | 2000-05-25 | 2001-11-29 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Carrousel handshake |
| WO2002058229A1 (en) * | 2001-01-18 | 2002-07-25 | Dlogix Co., Ltd. | Digital power amplifier |
| US20030095000A1 (en) * | 2001-11-16 | 2003-05-22 | Acoustic Technology, Inc. | Apparatus with ultra high output power class D audio amplifier |
| US20030095666A1 (en) * | 2001-11-16 | 2003-05-22 | Ramage Robert D. | Machine for controlling and amplifying a low-level audio signal using a high efficiency class D switching amplifier |
| US6636124B1 (en) | 2001-11-30 | 2003-10-21 | Analog Technologies, Inc. | Method and apparatus for accurate pulse width modulation |
| US6674387B1 (en) * | 2002-10-02 | 2004-01-06 | Honeywell International Inc. | Pulse width modulation analog to digital conversion |
| JP4731828B2 (ja) * | 2004-04-14 | 2011-07-27 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | Ｄ級アンプ |
| JP2005322958A (ja) * | 2004-05-06 | 2005-11-17 | Nec Electronics Corp | Ｄ級アンプ |
| GB0420508D0 (en) * | 2004-09-15 | 2004-10-20 | Koninkl Philips Electronics Nv | Pulse width modulated noise shaper and related method |
| NL1035333C2 (nl) * | 2008-04-23 | 2009-10-26 | Hypex Electronics B V | Werkwijze en stuurschakeling voor het sturen van pulsbreedtemodulatie. |
| KR20100008749A (ko) * | 2008-07-16 | 2010-01-26 | 삼성전자주식회사 | 스위칭 파워 증폭 장치 및 그 제어 방법 |
| JP5017346B2 (ja) * | 2009-10-19 | 2012-09-05 | 株式会社東芝 | 電力増幅装置 |
| CN101820254B (zh) * | 2010-04-22 | 2012-02-15 | 成都成电硅海科技股份有限公司 | 带有pwm电路的d类功率放大器 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5829646B2 (ja) * | 1974-11-02 | 1983-06-24 | ソニー株式会社 | パルス幅変調増幅器 |
| JPS56134829A (en) * | 1980-03-25 | 1981-10-21 | Pioneer Electronic Corp | Pulse width modulating circuit |
-
1982
- 1982-01-29 JP JP57012632A patent/JPS58130617A/ja active Granted
-
1983
- 1983-01-04 US US06/455,497 patent/US4504793A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4504793A (en) | 1985-03-12 |
| JPS58130617A (ja) | 1983-08-04 |
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