JPH03205940A

JPH03205940A - ディジタル復調器

Info

Publication number: JPH03205940A
Application number: JP2285571A
Authority: JP
Inventors: Shigeki Saito; 茂樹斉藤
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: NTT Inc
Priority date: 1989-10-23
Filing date: 1990-10-23
Publication date: 1991-09-09

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、データ信号により搬送波を角度変調して伝送
された角度変調波からデータ信号を復調する回路に関し
、特にディジタル集積回路化に適したディジタル復調器
に関する。

〔従来の技術〕

ディジタル角度変調波を復調するための検波器としては
、従来から同期検波器および遅延検波器がよく知られて
いる。同期検波器は、理論的には最も優れた特性が得ら
れることが知られているが、移動通信のような高速フエ
ージングが存在する回線では遅延検波器の方が有利な場
合もある。

第１７図は、同期検波器の基本構成を示すブロック図で
ある。

図において、角度変調波は入力端子７Ｉから搬送波再生
回路７２に入力され、その角度変調波の搬送波に同期し
た信号が再生される。一方、同様に入力端子７１から角
度変調波が入力される検波回路７３では、搬送波再生回
路７２から出力される再生搬送波を用いて角度変調波の
検波を行い、出力端子７４からその検波出力を送出する
。ここで、搬送波再生回路７２において、熱雑音やフェ
ー／ング時に発生するランダムＦＭ雑音を除去した搬送
波が再生できれば理想的な同期検波を行うことができる
。

ところで、現在用いられている搬送波再生回路は、主に
熱雑音の影響を除去するように構成されたものが多く、
熱雑音が多い条件下では安定した搬送波を再生すること
ができるが、フエージング時に発生するランダムＦＭ雑
音のように位相か急激に変動する場合には、再生搬送波
の位相が追従できず特性が劣化していた。

一方、遅延検波器では、熱雑音下での特性は同期検波に
比べて劣化するが、急激な位相変動か発生する高速のフ
二一ジング下においては同期検波よりも良好な特性を示
す。

第１８図は、遅延検波器の基本構成を示すブロック図で
ある。

図において、角度変調波は入力端子８１から遅延回路８
２に人力され、データの１シンボルあるいは２シンボル
分遅延され、同様に入力端子８Ｉから角度変調波が入力
される検波回路８３で遅延した角度変調波と乗算され、
その位相差から再生された検波出力が出力端子８４から
送出される。

このような遅延検波器は、■シンボルあるいは２シンボ
ル前の角度変調波の位相を基準として入力される角度変
調波を検波する構成であり、搬送波再生が不要であるの
で同期検波器に比べて回路構威が簡単になるが、データ
の１シンボルあるいは２シンボルに相当する遅延線が必
要になってい？。

ところが、精度が高くかつ集積回路化に適した遅延線を
製作することは容易ではないので、第ｌ９図に示すシフ
トレジスタを用いて角度変調波を遅延させる構成が一般
的にとられている。第ｌ９図において、参照番号８５は
、固定発振器８６の出力をクロックとするシフトレジス
タであり、遅延回路８２に相当する。

第２０図は、ディンタル信号処理検波回路を用いた復調
回路の構成を示すブロック図である。

図において、角度変調波は人力端子９Ｉから乗算器９２
，、９２，に入力され、搬送波周波数とほぼ同じ周波数
の信号で検波（準同期検波）される。固定発振器９３は
、搬送波周波数とほぼ同じ周波数の信号を発生し、乗算
器９２，にはそのまま、乗算器９２■にはπ／２シフト
回路９４を介して入力させる。乗算器９２．　　　９２
■の各出力であるＩ信号およびＱ信号は、ローパスフィ
ルタ（ＬＰＦ）９　５１　、９　５２を介して、それぞ
れアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）９　６．　、
９６２に入力されてディジタル化される。各ディジタル
信号は、ディジタル信号処理検波回路９７に入力され、
ディジタル信号処理により同期検波あるいは遅延検波が
行われる。なお、この方法は、ディジタル信号処理検波
回路９７のプログラムによって各種の検波器を構成する
ことができる。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで、検波器を移動無線機に搭載する場合には、熱
雑音の他にフ二一ジング時に発生するランダムＦＭ雑音
を考慮しなければならず、従来の同期検波器では上述し
た問題点が支障になっていた。さらに、同期検波器では
、搬送波を再生するために電圧制御発振器が必要である
が、量産するときに特性の揃った電圧制御発振器を製作
することが困難であり、その調整作業が容易ではなかっ
た。また、集積回路化する場合に、電圧制御発振器はデ
ィジタル化することが困難であるとともに特性のバラッ
キが生じやすかった。

一方、遅延検波器では、遅延量の精度を高めるためには
、非常に多段のシフトレジスタを高速動作させる必要が
あるが、それに伴って消費電力が大きくなる問題点があ
った。また、シフトレジスタの人力クロックとして固定
発振器を使用すると角度変調波の搬送波の周波数がドリ
フトした場合には安定な検波を行うことが困難になって
いた。

また、準同期検波した後に、アナログ／ディジタル変換
器でＩ信号およびＱ信号をデイジタル化し、ディジタル
信号処理により検波する構成は、アナログ／ディジタル
変換器およびデイジタル信号処理用プロセッサの消費電
力が大きく、移動無線機への搭載が困難であった。

本発明は、各種の雑音の影響を低減し、特にフェージン
グ下においても良好な復調特性を得ることができ、さら
に回路の簡単化および消費電力の低減を実現し、無調整
および完全なデイジタル集積回路として構成することが
可能なデイジタル復調器を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

第１図は、請求項Ｉに記載のディジタル復調器の原理構
成を示すブロック図である。

本発明は、受信された角度変調波に応じた所定の基準信
号を発生させる基準信号発生手段と、この基準信号で前
記角度変調波を検波する検波回路とを備えたディジタル
復調器において、基準信号発生手段は、基準信号の位相
と角度変調波の位相との位相差を検出し、位相差データ
を出力する位相差検出手段と、位相差データを取り込み
、基準信号の新たに設定する位相を予測し、角度変調波
の受信レベルに応じて選択された基準信号位相予測デー
タを出力する基準信号位相予測手段と、基準信号位相予
測データを取り込み、指定された位相を有する基準信号
を人カクロックから生成する基準信号生成手段とを備え
て構成する。

第２図は、請求項２に記載のディジタル復調器の原理構
成を示すブロック図である。

本発明は、請求項１に記載のディジタル復調器において
、角度変調波の搬送波と基準信号との周波数誤差を検出
し、周波数誤差データとして出力する周波数誤差検出手
段と、この周波数誤差デ一一夕を取り込み、その周波数
誤差に応じて基準信号の位相を制御する周波数誤差補償
用データを出力する周波数誤差補償用データ生成手段と
、基準信号位相予測手段が出力する基準信号位相予測デ
ータと、周波数誤差補償用データとを加算し、その加算
データを基準信号生成手段に送出する加算手段とを備え
て構成する。

〔作用〕

請求項ｌに記載のディジタル復調器は、基準信号生戊手
段から出力される基準信号に対して、位相差検出手段が
角度変調波との位相差を検出し、基準信号位相予測手段
がその位相差データを用いて、フエージング、熱雑音な
どによって位相が変動する角度変調波に応じた基準信号
の位相予測を行い、基準信号生成手段にフィードバック
制御をかける。すなわち、基準信号の位相を角度変調波
の変動情報に応じてディジタル的に制御し、再生搬送波
として動作させる。

請求項２に記載のディジタル復調器は、さらに角度変調
波と基準信号との周波数誤差を検出する周波数誤差検出
手段、およびこの周波数誤差を補償する周波数誤差補償
用データ生成手段、加算手段を用いて、干渉波あるいは
周波数ドリフトによって位相が変動する角度変調波に対
して基準信号の位相を制御する。

請求項３に記載のディジタル復調器は、請求項２記載の
周波数誤差補償用データの値が所定の範囲を超えないよ
うに制御する。

請求項４に記載のディジタル復調器は、準同期検波しベ
ースバンドに変換した後でもディジタル演算処理回路に
よって構成可能である。

〔実施例〕

以下、図面に基づいて本発明の実施例について詳細に説
明する。

第３図は、請求項ｌに記載のディジタル復調器の一実施
例構成を示すブロック図である。

なお、本実施例では、入力端子１１に入力され？角度変
調波は、リミッタ回路その他により既に振幅変動が取り
除かれ、二値量子化されたディジタル信号（デューティ
比は５０％とする）に変換されているものとする。した
がって、入力端子ｌ１には位相のみが変調された信号と
して入カされる。

図において、入力端子１ｌに入カされた角度変調波は、
検波回路２ｏで位相が再設定された基準信号およびそれ
をπ／２位相シフトした信号により検波され、それぞれ
検波信号■および検波信号Ｑとして出力端子１３＋、１
３ｚへ出カされる。

ここで、参照番号２Ｉは、基準信号にπ／２位相シフト
させるπ／２シフト回路である。また、この二つの基準
信号は、同期検波における再生搬送波と同様に互いに直
交する検波軸の役目を果たし、本実施例ではフリップフ
ロップ２３．、２３■が位相比較器として動作する構成
である。

入力端子ｌ１から人力された角度変調波は、分岐し７位
相差検出手段．。，）７リップ，。ップ．′１１〜３１
．に入力される。また、位相が再設定された基準信号は
、位相差検出手段３ｏのシフトレジスタ３３に入力され
、出カされる各移相信号Ｃ，〜Ｃ．，がフリップフロッ
プ３１，〜３１ｎの各クロックとして供給される。フリ
ップフロップ３１，〜３１，から出力される位相差デー
タｄ１〜ｄ．は、受信レベル（回線状況）が選択情報と
して入力される基準信号位相予測手段４ｏに取り込まれ
る。

クロック発生器５ｏは、人力される角度変調波の搬送波
とは非同期で、単一周波数のクロックを発生する。クロ
ック発生器５ｏが出力するクロックは、基準信号生成手
段５１の分周器５３および分周器５３が出力する分周信
号が入カされるシフトレジスタ５５に入カされる。シフ
トレジスタ５５が出力する複数の位相シフトした信号は
、基準信号位相予測手段４ｏが出刀する基準信号位相予
測データによりそのーっを選択するマルチプレクサ５７
を介して、再設定された位相の基準信号として出力され
る。

なお、本実施例では、位相差検出手段３ｏに含まれる位
相シフト回路としてシフトレジスタ３３か用いられてお
り、その動作クロックを基準信号生成手段５１で基準信
号の生成に供されるクロックと共用する構成である。

次に、各手段の動作について説明する。

位相差検出千段３０のフリップフロツプ３１１〜３ｌｎ
は、シフトレジスタ３３から出力される各移相信号Ｃ１
〜Ｃｆｉをクロック入力として、入力される角度変調波
をそれぞれラッチする。各フリップフロツプ３１．〜３
１ｎが出力する位相差データから、位相が再設定された
基準信号と角度変調波との位相差が検出できる。

たとえば、搬送波の周波数を４５５ｋＨｚとし、シフト
レジスタ３３の動作クロックが４５５ｋＨｚｘ　１６と
して８段のシフトレジスタを用いれば、基準信号の半周
期を２２．　５（３６０／１６）度ずつシフトした８個
の移相信号Ｃ　Ｉ−　Ｃ　ｓが得られる。これらの移相
信号Ｃ１〜Ｃ８により、第４図（ａ）に示すように基準
信号の１周期が１６の位相領域に分割される。

ここで、受信された角度変調波の変調位相が、第４図（
ａ）に示すように、Ｃｏを基準としてφの値をとるとす
れば移相信号Ｃ３とＣ４の間（位相領域ｄ）になる。す
なわち、第４図（ｂｌに示すように、受信された角度変
調波の立ち上がりエッジが移相信号Ｃ３とＣ４の立ち上
がりの間に位置する場合には、フリップフロツプ３，１
、〜３Ｉｆｉ（ｎ−８）から出力される位相差データ（
ｄ＋ｄｔ・・・・・・ｄｓｌは、［０００１１１１１）
となる。この位相差データは角度変調波の位相によって
すべて異なるので、この位相差データから角度変調波と
基準信号との位相差を求めることができる。

基準信号位相予測手段４０は、過去の位相差データから
新たに設定すべき基準信号の位相を回線の状況に応じて
予測し、識別タイミングごとに基準信号生成手段５１へ
基準信号位相予測データとして出力する。詳しくは後述
する。

基準信号生成千段５ｌでは、分周器５３から得られる分
周信号の周波数が角度変調波の搬送波とほぼ等しくなる
ように設定され、その分周信号に所定の位相シフトを与
えて基準信号の位相を設定する。なお、本実施例では、
分周信号の位相シフト回路としてシフトレジスタ５５が
用いられ、このシフトレジスタ５５にクロック発生器５
０が出力するクロックが供給され、その一周期の時間精
度で分周信号に所定の位相シフトを与え、得られた複数
の位相シフトした信号から、基準信号位相予測手段４０
が出力する基準信号位相予測データに応じた位相のもの
をマルチプレクサ５７で選択する構成である。

以下、基準信号位相予測手段４０における基準信号の位
相を予測する原理、方法および実施例構戊について、第
５図〜第７図を参照して説明する。

角度変調波が例えばＱＰＳＫ信号の場合には、信号空間
上における信号位相は、第５図に示すように４つの位相
点のみで示される。なお、ＱＰＳＫ信号をロールオフフ
ィルタで帯域制限すれば、変調位相は４つの位相点を中
心に滑らかに変化するが、その場合でも最適識別タイミ
ングにおいてのみ注目すれば、やはり４つの位相点のみ
で示される。復調側で基準信号の位相をＩ軸あるいはＱ
軸、すなわち角度変調波との位相差が π／４＋ｋπ／２（ｋは整数）の位置に常に設定できれば、この４つの位相を安定に検
波できる。ただし、π／２の不確定性は差動符号化方式
を用いれば許容できる。

このとき、基準信号と角度変調波との位相差がπ／４＋
ｋπ／２と異なる場合には、その差を検出し、基準信・
号の位相をその差だけシフトすることにより、基準信号
の位相の■軸あるいはＱ軸に合わせることができる。こ
のように、本手段では基準信号と角度変調波との位相差
から、基準信号の位相を■軸あるいはＱ軸に設定するた
めの位相シフト量を算出する。算出された位相シフト量
は、識別タイミングごとに基準信号生成手段５ｌ内のマ
ルチプレクサ５７に基準信号位相予測データとして送ら
れ、シフトレジスタ５５の出力の一つを選択することに
よりその都度基準信号の位相が再設定される。

基準信号の位相の予測原理は以上示した通りであるが、
移動通信の場合には、熱雑音やフエージング時に発生す
るランダムＦＭ雑音によって、第６図に示すように、識
別タイミング時の位相が４つの位相点■〜■から変動す
る。したがって、基準信号の位相シフト量もこれらの雑
音の影響を受けるために、過去の複数の識別タイミング
ごとに算出された位相シフト量の値から、雑音の影響を
取り除いた位相シフト量を識別タイミングごとに予測す
る必要がある。しかし、これらの予測方法は雑音の種類
によって異なり、例えば熱雑音に対しては、雑音による
位相変動はランダムになるのでそれを平均化すればよい
。一方、ランダムＦＭ雑音に対しては、単に同一方向に
位相誤差が生ずるので、常にこれによって生ずる位相変
動に追従するように位相を予測したほうがよい。

第７図は、基準信号位相予測手段４０の一実施例構成を
示すブロック図である。

なお、本実施例は、過去の４シンボル分の位相差データ
を考慮した場合の構成例である。

第７図（ａｌにおいて、位相差検出千段３０から出力さ
れる雑音による位相変動を含んだ位相差データが位相シ
フト量変換回路４１に入力され、シンポルごとの位相シ
フト量が算出される。このデータは、識別タイミングご
とに各ラッチ回路４２１、４２２、４２３にラッチされ
、最新の位相シフト量を含めて４シンボル分の位相シフ
ト量が得られる。さらに各値から、２シンボルの平均を
とる平均化回路４３１、４３２および４シンボルの平均
をとる平均化回路４４を介して、ｌシンボル、２シンボ
ルの平均、４シンボルの平均の各位相シフト量を得るこ
とができる。なお、第７図（ｂ）は、加算器を用いた場
合の平均化回路を示す。人力Ａ〜Ａ．およびＢ０〜Ｂ１
に対して、加算器出力の８１＋１〜Ｓ１を平均化回路の
出力として取り出す構成である。

ところで、一般的に受信レベルが低いと熱雑音が支配的
となり、受信レベルが高いとランダムＦＭ雑音の方が支
配的となるために、回線状況として受信レベルを利用し
てその予測方法を適宜に変えることができる。すなわち
、受信レベルが低いときには、熱雑音の影響を除去する
ために多くのデータを平均化した方がよい。また、受信
レベルが高いときには、ランダムＦＭ雑音による位相雑
音に追従するために、最新の位相シフト量のみを使用す
る。なお、これは最新の位相シフト量によって決まる基
準信号の位相が、次の識別タイミングにおける最適な検
波軸の位相に最も近いという仮定に基づいている。

本実施例では、受信レベルが低いときには４シンボルの
平均位相シフト量をとり、受信レベルが中間値のときに
は２シンボルの平均位相シフト量をとり、受信レベルが
高いときにはｌシンボルの位相シフト量をとるように、
マルチプレクサ４５によって選択する。

平均化によってさらに多くのシンボルにわたる位相シフ
ト量を考慮すれば、熱雑音下の特性は向上すると考えら
れる。また、平均化の操作は、最小二乗法を用いる方法
その他を用いるものであってもよい。これらの平均化に
よる検波は、コスタスクループ形の同期検波に近い特性
となる。

一方、■シンボルの位相シフト量から基準信号の位相を
予測する方法は、ランダムＦＭ雑音が支配的な場合に有
効であるが、この検波法は従来の１シンボル遅延の遅延
検波と同等の特性となる。

この場合には、過去の位相差データからランダムＦＭ雑
音の位相変動をより高精度に予測できれば、さらに検波
特性を向上させることができると予想される。このよう
な高度の予測操作はその処理が複雑であるので、一般的
にはディジタル信号処理プロセッサが用いられる。しか
し、数ビットの位相変動の検出により、次のシンボルの
位相がほぼ予測されるならば、その位相変動の情報をア
ドレスとし、次のシンボルの位相の予測値を記憶させた
メモリを用いて回路構成の簡単化を図ることができる。

以上、ＱＰＳＫ信号を例に挙げて説明したが、本実施例
はその他の多相ＰＳＫなどの検波位相があらかじめ既知
である変調信号に対して適用可能である。たとえば、Ｑ
ＰＳＫ信号の位相を識別タイミングごとに一定方向にπ
／４シフトしたπ／４シフトＱＰＳＫ信号に適用した場
合においても同様である。すなわち、変調信号は、識別
タイミング後に位相がπ／４シフトするので、検波を行
うときの検波基準となる軸をπ／４ずつシフトすれば、
その検波軸からみると信号の動きはＱＰＳＫ信号と等価
となる。したがって、本回路において、π／４シフトＱ
ＰＳＫ信号を検波する場合には、検波軸となる基準信号
を識別タイミング毎にπ／４シフトするように周波数を
変更する。これは、クロック発生器５０のクロック周波
数を変更すれば容易に対応可能である。なお、８相以上
のＰＳＫ信号に適用する場合には、検波回路２０の検波
軸の数を増やすことにより対応可能である。

このように、本実施例構成では、従来のコスタスループ
形の同期検波器および遅延検波器としての動作だけでな
く、それらの中間的な動作やその他の検波についても可
能であり、かつ回線状況に適応して検波方式を適宜変更
することが容易である。また、これらの回路は、完全な
ディジタル集積回路として実現することができる。

ところで、基準信号と角度変調波の搬送波との周波数誤
差が大きくなると、基準信号位相予測手段４０で次の識
別タイミングにおける基準信号の位相が予測されても、
次の識別タイミングまでの１シンボルの間に周波数誤差
によって基準信号の位相がずれてしまい、安定な検波動
作に支障が生ずることがある。したがって、そのような
場合には周波数誤差による基準信号の位相のずれを打ち
消す操作が必要になる。

請求項２に記載のディジタル復調器は、検出された周波
数誤差データに基づいて、周波数誤差による基準信号の
位相のずれを打ち消すデータを発生させ、基準信号位相
予測データに加算して基準信号生成千段５ｌへ入力させ
る構成を特徴とする。

第８図は、請求項２に記載のディジタル復調器の要部実
施例構成を示すブロック図である。

なお、ここでは第３図に示したディジタル復調器の構成
に付加された部分について示す。

図において、周波数誤差検出手段６ｌは、位相差検出千
段３０が出力する位相差データから周波数誤差データα
を検出し、周波数誤差補償用データ生成手段６３に送出
する。

基準信号の位相と識別タイミングにおける角度変調波の
位相は、雑音がないＱＰＳＫ信号の場合には、第９図（
ａ）に示すように所定の位相関係となる。ここで、基準
信号と角度変調波の搬送波との間に周波数誤差が存在す
ると、第９図（ｂ）に示すように角度変調波の位相は常
に１方向に回転して検出される。この回転数θは周波数
誤差に比例するので、このθを観察すれば周波数誤差を
求めることができる。これは、雑音がある状態でも数シ
ンボルにわたって平均化すれば検出可能である。

基準信号生成手段５ｌから出力される位相が再設定され
た基準信号は、分岐して周波数誤差補償用データ生成手
段６３のラッチ回路６５のクロック端子に入力される。

ラッチ回路６５の少数部分の出力は、周波数誤差検出手
段６ｌから出力される周波数誤差データαとともに加算
器６７に入力され、その加算出力がラッチ回路６５に人
力される。ラッチ回路６５の整数部分の出力は、加算器
６９で基準信号位相予測手段４０が出力する基準信号位
相予測データに加算され、基準信号生成手段５１のマル
チプレクサ５７に供給される。

ここで、クロック発生器５０のクロック周波数をｆ。、
基準信号の周波数をｆ，とすると、ｆ０／ｆｒ＝ｍの関係がある（ｍは分周器５３の分周数）。基準信号の
周波数ｆ，が搬送波周波数ｆｃにほぼ等しければ、分周
器５３の分周数ｍは固定にすればよい。しかし、その間
に周波数誤差があると、基準信号の周波数ｆ，を搬送波
周波数ｆ，にするためには、分周数をｆｏ／ｆ，＝ｍ＋α（α＜１）にしなければならない。すなわち、逆にクロック発生器
５０の出力クロックを分周数ｍで分周し続けた場合には
、基準信号の１周期の波形が得られるごとにαだけ分周
数に誤差が生ずることが意味している。

したがって、基準信号の周期ごとにこの「α」を加算器
６７とラッチ回路６５を用いて積算し、その絶対値が「
１」以上になった場合に、それを加算器６９を介して基
準信号位相予測手段４ｏから出力される基準信号位相予
測データに加算し、基準信号生成手段５ｌから出力され
る基準信号の位相シフト量を加減する。このような構成
により、周波数誤差による位相シフトを打ち消すことが
できる。

なお、周波数誤差を補償する出力としては、本実施例構
成の他に、基準信号位相予測手段４０における基準信号
位相予測データを直接変更する構成が可能である。すな
わち、予測した基準信号の位相に周波数誤差によって１
シンボル間にシフトする位相量だけ相殺するように、シ
ンボルごとに基準信号位相予測データを加減する。なお
、基準信号位相予測手段４０からの基準信号位相予測デ
ータは識別タイミングごとに出力されるので、シンボル
の周期が長いと位相誤差が増加して検波特性を劣化させ
る場合があるので、ｌシンボル間の位相誤差が許容範囲
となる場合には有効である。

また、周波数誤差データαは、受信周波数をクロック発
生器５０の出力クロックで測定することにより検出する
ことができる。この方法は、高速に周波数誤差を検出す
ることができる。

また、第■０図の周波数誤差補償用データ生成手段１０
１において、変調波のレベルが低くなったり受信されな
い場合に、雑音によって正しい周波数誤差補償用データ
が得られず、位相同期が外れ検波特性が劣化する。この
ような場合には、同期外れを防ぐために、周波数誤差補
償用データの値を外部からの制御信号１０２によってそ
のときの値のままま保持する。さらに、周波数誤差補償
用データ値の範囲が広すぎると誤った周波数で同期（フ
ォールスロックと呼んでいる）を起こすことが生じるの
で、所定の範囲を超えないように制御する。

第１１図は請求項ｌおよび２記載のディジタル復調器の
他の位相検波手段のブロック構成図である。第１２図お
よび第１３図は、第１１図の位相検波手段の動作を示す
図である。第１４図は、第ｌ１図の位相検波手段の各信
号のタイムチャートを示す図である。

第１１図において、基準信号生成手段Ｉｌｌは、シフト
機能付カウンタ１１６で構成される。位相差検出手段は
、二つのラッチ回路１１４．１１５で構成される。角度
変調波１１２は、例えばＩＦ信号をリミッタに通してデ
ィジタル信号に変換したものである。これらの動作原理
を第１２図〜第１４図に示す。シフト機能付カウンタ１
１６のｎビットの出力は、搬送波を２″分割した位相を
示し、最上位ビットが基準位相を示す。シフト機能付カ
ウンタ１１６から出力されるｎビットの値を角度変調波
１１２でラッチすることによって、シフト機能付カウン
タ１１６から出力される基準信号に対する角度変調波の
位相を知ることができる。

このため、ラッチ回路１１４の出力が検波信号となる。

例えば、ＱＰＳＫの場合にはラッチ回路ｌｌ４の最上位
ビットＱ．がＱ４の検波信号となり、次位ビットＱ　ｆ
ｉ−ｌがＱ，の検波信号となるから、この２ビットから
第１３図を用いて信号の位相を知ることができる。した
がって、第１１図では、基準信号生成手段１１１の出力
である基準信号ｌｌ３を第３図の検波回路２０に人力し
て・検波信号を得ているが、上述したように、ラッチ回
路１１４の最上位ビットと次位ビット以下の信号を直接
、検波信号としても良い。第１１図の構成の方が、検波
回路と位相差検出手段が分離されているので、回路構成
に対しての柔軟性が高い。この位相データをシンボルタ
イミング毎にラッチ回路１１４および１１５でラッチし
た値を位相差データとする。

例えば、第１４図の位置に角度変調波があるとすると、
その位相は第１２図の１２の点にあることになる。この
点は、第１３図の［ＩＩ）に相当することになる。その
他の動作は、第３図に示す第一実施例と同様である。

上述したように、請求項ｌおよび２の実施例は角度変調
波の検波、検波用搬送波の再生および周波数誤差補償の
動作をすべてディジタル回路により実現させることがで
きる。すなわち、搬送波抽出用フィルタ、電圧制御発振
器、アナログ／ディジタル変換器、遅延線その他アナロ
グ部品が不要となり、固定発振器のみを外付けするだけ
で、その他は完全な１チップのディジタル集積回路とし
？実現することができる。したがって、無調整化および
消費電力の低減が可能となり、コストを低下させること
ができる。

第１５図は、請求項４に記載のディジタル復調器の一実
施例を示すブロック構成図である。本発明は、上述した
ように中間周波数においてディジタル回路によっても構
成可能であり、また第１５図に示すように、準同期検波
しベースバンドに変換した後にディジタル演算処理回路
によって構成可能であることを示したものである。位相
差検出手段１２８は、アナログ／ディジタル変換器１２
６，　　　１２６■の出力であるＩ信号、Ｑ信号により
角度変調波のべースバント位相ベクトルに変換した後、
基準信号との位相差を検出し、位相差データを出力する
。ベースハンド検波回路＋２７は、角度変調波をヘース
ハント信号に変換したＩ信号およびＱ信号より、基準信
号生成手段１３０の出力によりベースバンド検波してデ
ータ１３１を出力する。

第１６図は、本発明のディジタル復調器の応用例を示す
ブロック構成図である。第１６図において、ディジタル
復調器は、再生基準信号で変調信号を検波することによ
って、再生基準信号に対する変調信号の相対位相をビッ
トのディジタルデー夕で検出する直接位相量子化回路２
０２と、検出した相対位相データから次のシンボルにお
いて検波を行うのに適切な基準信号の位相を推定する基
準信号位相推定回路２０９と、過去の複数のシンボルに
おいて検出した相対位相データから、周波数ドリフト量
を検出し、これを補償するための適切な基準信号の周波
数を推定する周波数ドリフト検出回路２１０と、推定し
た位相値および周波数値に応じて位相がこまか《制御さ
れた基準信号を固定発振器から生成するディジタル発振
器２０４と、検出した相対位相データから復号データの
品質を示す位相尤度データ２１１を出力する位相尤度検
出手段２０７とを備える（特願平１−７５９］８、ＰＣ
Ｔ／ＪＰ９０／００３９３、ダイバーシチ受信回路）。

本第五実施例は、検波した変調波の位相の変動量に応じ
て瞬時に再生基準信号の位相を制御することにより、熱
雑音下およびフエージング下で優れた誤り率特性を有し
、かつ低消費電力化、小型化、経済化および無調整化が
図れる。

〔発明の効果〕

上述したように、本発明は、角度変調波の検波、検波用
搬送波の再生、および周波数誤差補償の動作をすべてデ
ィジタル回路により実現させることができる。すなわち
、搬送波抽出用フィルタ、電圧制御発振器、アナロク／
ディジダル変換器、遅延線その他のアナログ部品が部品
が不要となり、固定発振器のみを外付けするだけで、そ
の他は完全なＩチップのディジタル集積回路として実現
することができる。したがって、無調整化および消費電
力の低減が可能となり、コストを低下させることかでき
る。

また、本発明のディジタル復調器は、識別タイミング時
に取りつる検波位相が既知である変調信号に対して適用
可能である。また、基準信号の位相の制御方法により、
従来のコスタス形同期検波や遅延検波、さらに他の検波
も可能であり、かつ回線状況に適応して検波方式を適宜
変更することが容易である。また、周波数ドリフトに対
しても基準信号の位相制御のみで補償可能であり、常に
安定した検波を行うことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は請求項ｌに記載のディジタル複調器の原理構成
を示すブロック図。第２図は請求項２に記載のディジタル復調器の原理構成
を示すブロック図。第３図は請求項１に記載のディジタル復調器の一実施例
構成を示すブロック図。第４図は位相差検出手段の動作を説明する図。第５図はＱＰＳＫ信号の信号空間上における信号位相を
示す図。第６図はフエーンングの存在する回線を通過したとのＱ
ＰＳＫ信号の位相を示す図。第７図は基準信号位相予測手段の一実施例構成を示すブ
ロック図。第８図は請求項２に記載のディジタル復調器の一実施例
構成を示すブロック図。第９図は角度変調波の搬送波と基準信号とに周波数誤差
が存在したときのＱＰＳＫ信号の検波位相を示す図。第ｌＯ図は請求項１および請求項２に記載のディジタル
復調器の他の実施例構成を示すブロック図。第１１図は請求項ｌおよび請求項２に記載のディジタル
復調器の他の位相検波手段の構成を示すブロック図。第１２図は、第１１図の位相検波手段の動作を示す図。第１３図は、第１１図の位相検波手段の動作を示す図。第１４図は、第１１図の位相検波手段の各信号のタイム
チャートを示す図。第ｌ５図は請求項４に記載のディジタル復調器の一実施
例構成を示すブロック図。第１６図は、本発明のディジタル復調器の応用例を示す
ブロック図。第１７図は同期検波器の基本構成を示すブロック図。第１８図は遅延検波器の基本構成を示すブロック図。第１９図はディジタル形遅延検波器の基本構成を示すブ
ロック図。第２０図はディジタル信号処理検波回路を用いた復調回
路の構成を示すブロック図。１１・・・入力端子、１３・・・出力端子、２ｏ・・・
検波回路、２ｌ・・・π／２シフト回路、２３・・・フ
リップフロツプ、３ｏ・・・位相差検出手段、３１・・
・フリップフロップ、３３・・・シフトレジスタ、４ｏ
・・・基準信号位相予測手段、４ｌ・・・位相シフト量
変換回路、４２・・・ラッチ回路、４３、４４・・・平
均化回路、４５・・・マルチプレクサ、５ｏ・・・クロ
ック発生器、５１・・・基準信号生成手段、５３・・・
分周器、５５・・・シフトレジスタ、５７・・・マルチ
プレイサ、６１・・・周波数誤差検出手段、６３・・・
周波数誤差補償用データ生成手段、６５・・・ラッチ回
路、６７・・・加算器、６９・・・加算器、７ｌ・・・
入力端子、７２・・・搬送波再生回路、７３・・・検波
回路、７４・・・出力端子、８ｌ・・・入力端子、８５
・・・シフトレジスタ、８６・・・固定発信器、９ｌ・
・・入力端子、９２・・・乗算器、９３・・・固定発信
器、９４・・・π／２シフト回路、９５・・・ローパス
フィルタ（ＬＰＦ）　、９　６・・・アナログ／ディジ
タル変換器（Ａ／Ｄ）　、９　７・・・デイジタル信号
処理検波回路。１０１・・・周波数誤差補償用データ生
成手段、１０２・・・制御信号、１１０・・・位相差検
出手段、１１１・・・基準信号生成手段、１１２・・・
角度変調波、１１３・・・検波回路への出力、１１４，
ｌｌ５・・・ラッチ回路、１１６・・・シフト機能付カ
ウンタ、１１７・・・基準信号位相予測手段、１１８・
・・クロック再生器、１１９・・・シンボルタイミング
、１２１・・・角度変調波、１２２・・・乗算器、１２
３・・・固定発振器、１２４・・・π／２シフト回路、
１２５・・・ローバスフィルタ（ＬＰＦ）　、１　２　
６・・・アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）　、ｌ
　２　７・・・ベースバンド検波回路、１２８・・・位
相差検出手段、ｌ２９・・・基準信号位相予測手段、１
３０・・・基準信号生成手段、１３１・・・データ、１
３２・・・クロック発生器、２０１・・・変調信号人力
、２０２・・・直接位相量子化回路、２０３・・・クロ
ック再生回路、２０４・・・ディジタル発振器、２０５
・・・位相周波数制御回路、２０６・・・・固定発振器
、２０７・・・位相尤度検出、２０８・・・復号回路、
２０９・・・基準信号位相推定回路、２１０・・・周波
数ドリフト検出回路、２ｌｌ・・・位相尤度、２１２・
・・データ第３図（ａ）角度変調波（ｂ）第４図第５図第６図（ａ）０））第９図（′ｂ）第７図第８図第１０図第１１図第１２図第１３図第１４図１２２乗算器１２６１第１５図第１６図第１７図第１８図第１９図第２０図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）受信された角度変調波に応じた所定の基準信号を
発生させる基準信号発生手段と、この基準信号で前記角度変調波を検波する検波回路とを備えたディジタル復調器において、前記基準信号発生手段は、前記基準信号の位相と前記角度変調波の位相との位相差
を検出し、位相差データを出力する位相差検出手段と、前記位相差データを取り込み、前記基準信号の新たに設
定する位相を予測し、前記角度変調波の受信レベルに応
じて選択された基準信号位相予測データを出力する基準
信号位相予測手段前記基準信号位相予測データを取り込
み、指定された位相を有する基準信号を入力クロックか
ら生成する基準信号生成手段とを備えたことを特徴とするディジタル復調器。
（２）請求項１に記載のディジタル復調器において、角
度変調波の搬送波と基準信号との周波数誤差を検出し、
周波数誤差データとして出力する周波数誤差検出手段と
、この周波数誤差データを取り込み、その周波数誤差に応
じて前記基準信号の位相を制御する周波数誤差補償用デ
ータを出力する周波数誤差補償用データ生成手段と、基準信号位相予測手段が出力する基準信号位相予測デー
タと、前記周波数誤差補償用データとを加算し、その加
算データを基準信号生成手段に送出する加算手段とを備えたことを特徴とするディジタル復調器。
（３）請求項２に記載の周波数誤差補償用データ生成手
段は、前記周波数誤差補償用データの値が所定値を超えないよ
うに制御する手段を含む請求項２記載のディジタル復調
器。
（４）受信された角度変調波の搬送波とほぼ同じ周波数
で互いに位相がπ／２異なる二つの信号を発生させる固
定発振手段と、この二つの信号で前記角度変調波を準同期検波する準同
期検波手段と、この準同期検波手段の出力信号をディジタル化するアナ
ログ／ディジタル変換手段と、前記角度変調波に応じた所定の基準信号を発生する基準
信号発生手段と、この基準信号で前記アナログ／ディジタル変換手段の出
力信号をそれぞれ検波するディジタル信号処理検波回路
とを備えたディジタル復調器において、前記基準信号発生手段は、前記基準信号の位相と前記角度変調波の位相との位相差
を検出し、位相差データを出力する位相差検出手段と、前記位相差データを取込み、前記基準信号の新たに設定
する位相を予測し、前記角度変調波の受信レベルに応じ
て選択された基準信号位相予測データを出力する基準信
号位相予測手段と、前記基準信号位相予測データを取込
み、指定された位相を有する基準信号を入力クロックか
ら生成する基準信号制御手段とを含むことを特徴とするディジタル復調器。