JPH03207265A - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、スイッチング損失を低減させることができる
自励式のスイッチングレギュレータに関する。

［従来の技術］ 従来の自励式スイッチングレギュレータは第３図に示す
ように、直流電源１の一端２と他端３との間に接続され
たトランス４の１次巻線５と、ここに断続的に電圧を加
えるためのスイッチング素子としての第１のトランジス
タ６とを有する。第１のトランジスタ６のコレクタ（第
１の主端子）は１次巻線５を介して直流電源１の一端２
に接続され、エミッタ（第２の主端子）は直流電源１の
他端３に接続されている。トランス４の２次巻線７は、
ダイオード８と平滑用コンデンサ９とから成る出力整流
平滑回路１０を介して出力端子１１．１２に接続されて
いる。トランス４の３次巻線から成る駆動巻線１３の一
端は抵抗１４とコンデンサ１５とを介して第１のトラン
ジスタ６のベース（制御端子）に接続され、他端は第１
のトランジスタ６のエミッタに接続されている。第１の
トランジスタ６のベースと駆動巻線１３の下端との間に
はベース電流バイパス用の制御素子としての第２のトラ
ンジスタ１６が接続され、このベースには定電圧制御回
路１７が接続されている。直流電源１の一端２と第２の
トランジスタ６のベースとの間には起動用抵抗１８が接
続されている。サージ電圧を吸収するためにダイオード
１９とコンデンサ２０とから成る直列回路が１次巻線５
に並列に接続されている。また、サージ吸収用コンデン
サ２０に多よ並列に抵抗２１が接続され、ダイオード１
９に並列にこのダイオード１９で発生するノイズを吸収
するためのコンデンサ２２が接続されている。また、ト
ランジスタ６のエミッタ・ベース間に対して並列に保護
用ダイオード２３が接続されている。

このスイッチングレギュレータの電源１をオンにすれば
、起動抵抗１８を介してトランジスタ６にベース電流が
流れ、トランジスタ６がオンになり、１次巻線５に電源
電圧が印加され、これに対応した電圧が２次巻線７及び
駆動巻線１３に発生ずる。これにより、抵抗１４及びコ
ンデンサ１５を介してトランジスタ６が正帰還駆動され
る。出力整流平滑回路１０のダイオード８はトランジス
タ６のオン期間にオフになる極性を有するので、オン期
間のエネルギがトランス４に蓄えられる。

トランジスタ６のコレクタ電流の飽和が生じると、駆動
巻線１３に逆電圧が発生し、トランジスタ６がオフに転
換する。このオフ期間には出力整流回路１０のダイオー
ド８がオンになり、トランス４の蓄積エネルギがコンデ
ンサ９及び負荷に放出される。オフ転換時のフライバッ
ク電圧によるサージ電圧はコンデンサ２０で吸収される
。この時、ダイオード１９でノイズが発生するが、これ
はコンデンサ２２で吸収される。トランス４のエネルギ
の放出が終了すると、洩れ磁束によるエネルギによって
駆動巻線１３にトランジスタ６を順バイアスする向きの
電圧が発生し、抵抗１４とコンデンサ１５とを通してト
ランジスタ６のベース電流の供給が開始し、トランジス
タ６がオンに転換する。

出力電圧の制御は、制御用トランジスタ１６を通って流
れるベース電流のバイパス量を制御回路１７で変えるこ
とによって達成される。

［発明が解決しようとする課題］ ところで、第４図に示すようにｔ１時点でトランス４が
飽和して１次巻線５に電圧か加わり始め、ｔ２時点で駆
動巻線１３に上向きの電圧が発生すると、第１のトラン
ジスタ６がターンオンし、第４図（Ｂ）に示すようにコ
ンデンサ２０．２２に突入電流が流れる。この時、コン
デンサ１５がトランジスタ６の立上りを速めるように作
用するので、第１のトランジスタ６のコレクタ・エミッ
タ間電圧が急激に低下する。従って、コンデンサ２０．
２２の突入電流が第１のトランジスタ６のコレクタ・エ
ミッタ間電圧が比較的高い値を示している期間に流れる
ことになり、電力損失が必然的に大きくなる。

そこで、本発明の目的は、ターンオン時のスイッチング
損失の小さい自動式スイッチングレギュレータを提供す
ることにある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するための本願の請求項１の発明は、直
流電源の一端と他端との間に接続されたトランスの１次
巻線と、第１及び第２の主端子と制御端子とを有し、前
記第１の主端子が前記１次巻線を介して前記直流電源の
一端に接続され、前記第２の主端子が前記直流電源の他
端に接続されたスイッチング素子と、前記１次巻線に結
合された出力回路と、前記１次巻線に電磁結合され且つ
一端が前記スイッチング素子の制御端子に結合され、他
端が前記スイッチング素子の前記第２の主端子に接続さ
れた駆動巻線と、前記駆動巻線と前記スイッチング素子
の前記制御端子との間に接続された第１のコンデンサと
、前記第１のコンデンサに直列に接続された電流制限用
抵抗と、エミッタが前記第１のコンデンサを介して前記
駆動巻線の一端に接続され、コレクタが前記駆動巻線の
他端に接続されたトランジスタと、前記トランジスタの
ベースに＃ｊ枕された出力電圧又は出力電流制御回路と
、前記１次巻線にダイオードを介して並列に接続された
サージ吸収用コンデンサと、前記ダイオードに並列に接
続されたノイズ吸収用コンデンサとを備えた自励式スイ
ッチングレギュレータにおいて、前記駆動巻線の電圧を
分圧して出力するための分圧手段と、前記トランジスタ
のベースと前記分圧手段の分圧点との間に接続された第
２のコンデンサと、前記トランジスタのベースとエミッ
タとの間に接続された抵抗又はダイオードとを備えてい
ることを特徴とするスイッチングレギュレータに係わる
ものである。

請求項２に示すようにスイッチング素子の第２の主端子
と制御端子との間にダイオードを接続することができる
。

分圧手段は請求項３又は４に示すように分圧抵抗とする
か又は駆動巻線のセンタタップとすることが望ましい。

請求項５に示すように請求項１における第２のトランジ
スタを一般的な制御素子とすることができる。この場合
、駆動巻線の他端と制御素子の制御端子との間にダイオ
ード又は抵抗等の充電回路を接続することが望ましい。

［作　用］ 請求項１〜４においては、制御用のトランジスタのコレ
クタ・ベース間接合を介して及び第２のコンデンサの充
電電流がスイッチング素子のオフ期間に流れる。

請求項２に従って、ダイオードを接続すると、ここを通
って第１のコンデンサの充ｔｔ流が流れる。

第１のコンデンサには駆動巻線の全部の電圧が印加され
、第２のコンデンサには分圧されて印加されるので、充
電電圧に差が生じる。駆動巻線のオフ期間の電圧が低下
し始めると、第１及び第２のコンデンサ１５．２６の電
圧差によって制御用トランジスタがオンになり、第１の
コンデンサの電荷が放出される。このため、スイッチン
グ素子のオン開始が遅れ、スイッチング素子の端子間電
圧が緩やかに低下する。第１のコンデンサの電荷がスイ
ッチング素子のオン開始前にある程度放出されていると
、スイッチング素子のオン開始時の駆動電流又は電圧が
小さくなり、サージ吸収用コンデンサ及びノイズ吸収用
コンデンサを介してスイッチング素子に流れ込むサージ
電流のピークが低くなる。従って、ターンオン時のスイ
ッチング損失が小さくなる。

請求項５に従うスイッチングレギュレータでは、駆動巻
線の他端と制御素子の制御端子との間のダイオードを介
して第１及び第２のコンデンサの充電電流が流れる。従
って、制御素子を絶縁ゲート型電界効果トランジスタに
することが可能になる。

［第１の実施例〕 次に、第１図を参照して本発明の第１の実施例に係わる
スイッチングレギュレータを説明する。

但し、第１図において、第３図と共通する部分には同一
の符号を付してその説明を省略する。

この実施例では、駆動巻線１３に並列に夫々１にΩの抵
抗２４．２５から成る分圧回路が接続され、この分圧点
と第２のトランジスタ１６のベースとの間に３３００Ｐ
Ｆのコンデンサ２６が接続されている。なお、第１のコ
ンデンサ１５の容量は０．０３３μＦである。また、第
２のトランジスタ１６のエミッタ・ベース間に抵抗２７
が接続されている。また、出力電圧を検出するためにト
ランス４の１次及び２次巻線５．７に電磁結合された電
圧検出巻線２８が設けられ、ここで検出された電圧がダ
イオード２９とコンデンサ３０とから成る整流平滑回路
を介して制御回路１７に接続されている。制御回路１７
は、出力電圧が高くなった時に第２のトランジスタ１６
に流れるバイパス電流を多くし、第１のトランジスタ６
のコレクタ電流を小さくする。

［動　作］ 第１図の回路の主動作は従来回路と同一である。

第２図のｔ１時点よりも前のオフ期間においては、トラ
ンス４に蓄積されたエネルギが２次巻線７を介して放出
されていると共に、駆動巻線１３に下向きに生じる電圧
によって駆動巻線１３とダイオード２３と第１のコンデ
ンサ１５と抵抗１４とから成る閉回路及び駆動巻線１３
とＰＮＰ型の第２のトランジスタ１６のコレクタ・ベー
ス間と抵抗２７と第１のコンデンサ１５と抵抗１４とか
ら成る閉回路で第１のコンデンサ１５の充電が行われる
。また、駆動巻線１３と第２のトランジスタ１６のコレ
クタ・ベース間と第２のコンデンサ２６と抵抗２４とか
ら成る閉回路で第２のコンデンサ２６が充電される。こ
の時、第１のコンデンサ１５は駆動巻線１３の電圧値に
ほぼ等しくなるように充電され、第２のコンデンサ２６
は駆動巻線１３の電圧を抵抗２４．２５で分圧した値に
充電される。なお、抵抗２４．２５は同一値であるので
、第２のコンデンサ２６は駆動巻線１３の約半分に充電
される。また、この時の第１及び第２のコンデンサ１５
．２６は左側端子が正になるように充電される。

しかる後、ｔ１時点でトランス４のエネルギの放出が終
了に近づき、駆動巻線１３に生じている下向きの電圧の
値が低下し、駆動巻線１３の電圧の極性が反転する直前
において、第１及び第２のコンデンサ１５．２６の間の
電位差に基づいて第２のトランジスタ１６のエミッタ・
ベース間が順バイアスされ、第２のトランジスタ１６が
オンになる。これにより、第１のコンデンサ１５と第２
のトランジスタ１６と駆動巻線１３と抵抗１４とから成
る閉回路で放電電流か流れる。駆動巻線１３におけるこ
の放電電流の向きはトランス４にエネルギを蓄積する向
きであるので、エネルギ放出の終了に遅れか生じる。こ
のため、第１のトランジスタ６のコレクタ・エミッタ間
電圧は第２図（Ａ、）に示すように徐々に低下する。第
１のコンデンサ１５の電荷は、この第１のコンデンサ１
５と第２のトランジスタ１６のエミッタ・ベース間と第
２のコンデンサ２６と抵抗２４及び１４とから成る閉回
路によって第２のコンデンサ２６にも移動する。第１の
コンデンサ１５の電圧が第２のコンデンサ２６の電圧と
ほぼ等しくなると、第２のトランジスタ１６がオフにな
り、第１のコンデンサ１５のエネルギの放出が阻止され
、トランス４のエネルギが完全に放出された状態となり
、洩れ磁束によるエネルギによって駆動巻線１３に上向
きの電圧が発生し、第１のトランジスタ６がオン状態に
転換する。第２図のｔ２時点で第１の１〜ランジスタロ
がオン状態になると、コンデンサ２０及び２２の突入電
流に基づくコレクタ電流が流れ、その後、１次巻線５を
介して流れるコレクタ電流か徐々に増大する。駆動巻線
１３に上向きの電圧が発生すると、第１のコンデンサ１
５の逆向きの充電が開始し、この充電電流が第１のトラ
ンジスタ６のベース電流となる。この時、第２のトラン
ジスタ１６が制御回路１７で制御されることにより、ベ
ース電流の一部が第２のトランジスタ１６にバイパスし
、第１のトランジスタ６のベース電流値か制御され、第
１のトランジスタ６のコレクタ電流の最大値も制御され
、出力電圧の制御が周知の方法で達成される６第２のコ
ンデンサ２６の電荷は、この第２のコンデンサ２６と抵
抗２７と第１のトランジスタ６と駆動巻線１３と抵抗２
４とから成る閉回路で放出される。

第１のコンデンサ１５の電荷は第１のトランジスタ６か
オンに転換するｔ２時点よりも前にその一部が放出され
、第１のコンデンサ１５の充電電圧が低下しているので
、第１のトランジスタ６がオンに転換した時に急激に大
きなベース電流が流れない。従って、コンデンサ２０．
２２の突入電流のピークが第４図（Ｂ）に示す従来の突
入電流のピークよりも低くなる。また、突入電流が流れ
ている期間の第１のトランジスタ６のコレクタ・エミッ
タ間電圧が低い値になっているので、第１のトランジス
タ６のターンオン時の電力損失が小さくなる。

第２図のｔ３時点で第１のトランジスタ６のコレクタ電
流Ｉｃが飽和すれば、駆動巻線１３に逆向き（下向き）
の電圧が発生し、第１のトランジスタ６が逆バイアスさ
れてオフに転換する。

［第２の実施例］ 次に、第５図に示す第２の実施例のスイッチングレギュ
レータを説明する。但し、第５図及び後述する第６図〜
第７図において、第１図及び第３図と共通する部分には
同一の符号を付してその説明を省略する。第５図の回路
では、駆動巻線１３に分圧手段としてセンタタップが設
けられ、ここに第２のコンデンサ２６が接続されている
。従って、第１図の抵抗２４．２５から成る分圧回路を
第５図は持たない。第１のトランジスタ６のオフ期間に
、第２のコンデンサ２６は、駆動巻線１３の下半分と第
２のトランジスタ１６のコレクタ・ベース間と第２のコ
ンデンサ２６とから成る閉回路で充電される。なお、第
１のコンデンサ１５の充電回路は第１図と同一である。

この実施例でも第２のコンデンサ２６の充電電圧が第１
のコンデンサ１５の充電電圧の約半分になり、駆動巻線
１３の電圧の低下が開始すると、第１及び第２のコンデ
ンサ１５．２６の電圧の差に基づいて第２のトランジス
タ１６がオンになり、第１のトランジスタ６のオン転換
か遅れる。従って、第２の実施例は第１の実施例と同様
な作用効果を有する。

［第３の実施例］ 第６図に示す第３の実施例では第２のトランジスタ１６
が絶縁ゲート型電界効果トランジスタで構成されている
。また、駆動巻線１３の下端と第２のコンデンサ２６の
左端との間にダイオード３１が接続されている。第２の
コンデンサ２６の右端は第５図と同様に駆動巻線１３の
センタタップに接続されている。第６図の回路の第２の
コンデンサ２６のオフ期間の充電はダイオード３１を介
して行われ、第１のコンデンサ１５の充電は第１図と同
様に行われる。第１のトランジスタ６のターンオンは、
第１及び第２のコンデンサ１５．２６の電圧差に基づく
第２のトランジスタ１６のオンによって第１の実施例と
同様に遅れる。従って、第６図の回路は第１図の回路と
同一の効果を有する。

［第４の実施例］ 第７図に示す第４の実施例では、第１図の抵抗２７の代
りにダイオード２７ａが接続されている。

この様に形成しても第１のコンデンサ１５の充電回路及
び第２のコンデンサ２６の放電回路を形成することが可
能であり、第１図の回路と同一の作用効果を得ることが
できる。

［変形例］ 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば
次の変形が可能なものである。

（１）　オフ期間における第１のコンデンサ１５の充電
を抵抗２７又は第７図のダイオード２７ａを介して十分
に行うことができる場合には、ダイオード２３を省くこ
とができる。

（２）　第１のトランジスタ６を電界効果トランジスタ
にすることができる。

（３）　オン・オフ型のリンギングチョークコンバータ
に限ることなく、第１のトランジスタ６のオン時に負荷
側にエネルギを放出するオン・オン型のスイッチングレ
ギュレータにも本発明を適用することができる。

［発明の効果］ 上述から明らかなように、いずれの請求項の発明によっ
ても、第１のスイッチング素子のオンを遅らせてスイッ
チング損失を低減させることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例のスイッチングレギュレ
ータを示す回路図、 第２図は第１図の第１のトランジスタのコレクタ・エミ
ッタ間電圧及びコレクタ電流を示す波形図、 第３図は従来のスイッチングレギュレータを示す回路図
、 第４図は第３図の第１のトランジスタのコレクタ・エミ
ッタ間電圧及びコレクタ電流を示す波形図、 第５図、第６図及び第７図は第２、第３及び第４の実施
例のスイッチングレギュレータを夫々示す回路図である
。 １・・・直流電源、４・・・トランス、５・・・１次巻
線、６・・・第１のトランジスタ、７・・・２次巻線、
１０・・・出力整流平滑回路、１３・・・駆動巻線、１
５・・・第１のコンデンサ、１６・・・第２のトランジ
スタ、２６・・・第２のコンデンサ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ［１］直流電源の一端と他端との間に接続されたトラン
   スの１次巻線と、 第１及び第２の主端子と制御端子とを有し、前記第１の
   主端子が前記１次巻線を介して前記直流電源の一端に接
   続され、前記第２の主端子が前記直流電源の他端に接続
   されたスイッチング素子と、前記１次巻線に結合された
   出力回路と、 前記１次巻線に電磁結合され且つ一端が前記スイッチン
   グ素子の制御端子に結合され、他端が前記スイッチング
   素子の前記第２の主端子に接続された駆動巻線と、 前記駆動巻線と前記スイッチング素子の前記制御端子と
   の間に接続された第１のコンデンサと、前記第１のコン
   デンサに直列に接続された電流制限用抵抗と、 エミッタが前記第１のコンデンサを介して前記駆動巻線
   の一端に接続され、コレクタが前記駆動巻線の他端に接
   続されたトランジスタと、 前記トランジスタのベースに接続された出力電圧又は出
   力電流制御回路と、 前記１次巻線にダイオードを介して並列に接続されたサ
   ージ吸収用コンデンサと、 前記ダイオードに並列に接続されたノイズ吸収用コンデ
   ンサと を備えた自励式スイッチングレギュレータにおいて、 前記駆動巻線の電圧を分圧して出力するための分圧手段
   と、 前記トランジスタのベースと前記分圧手段の分圧点との
   間に接続された第２のコンデンサと、前記トランジスタ
   のベースとエミッタとの間に接続された抵抗又はダイオ
   ードと を備えていることを特徴とするスイッチングレギュレー
   タ。 ［２］更に、前記スイッチング素子の前記第２の主端子
   と前記制御端子との間にダイオードが接続されているこ
   とを特徴とする請求項１記載のスイッチングレギュレー
   タ。 ［３］前記分圧手段は前記駆動巻線に並列に接続された
   分圧抵抗である請求項１又は２記載のスイッチングレギ
   ュレータ。 ［４］前記分圧手段は前記駆動巻線に設けられたセンタ
   タップである請求項１又は２記載のスイッチングレギュ
   レータ。 ［５］直流電源の一端と他端との間に接続されたトラン
   スの１次巻線と、 第１及び第２の主端子と制御端子とを有し、前記第１の
   主端子が前記１次巻線を介して前記直流電源の一端に接
   続され、前記第２の端子が前記直流電源の他端に接続さ
   れたスイッチング素子と、前記１次巻線に結合された出
   力回路と、 前記１次巻線に電磁結合され且つ一端が前記スイッチン
   グ素子の制御端子に結合され、他端が前記スイッチング
   素子の前記第２の主端子に接続された駆動巻線と、 前記駆動巻線と前記スイッチング素子の前記制御端子と
   の間に接続された第１のコンデンサと、前記第１のコン
   デンサに直列に接続された電流制限用抵抗と、 前記スイッチング素子の前記制御端子と前記第２の主端
   子との間に接続された電流バイパス用制御素子と、 前記制御素子の制御端子に接続された出力電圧又は出力
   電流制御回路と、 前記１次巻線にダイオードを介して並列接続されたサー
   ジ吸収用コンデンサと、 前記ダイオードに並列に接続されたノイズ除去用コンデ
   ンサと を備えたスイッチングレギュレータにおいて、前記駆動
   巻線の電圧を分圧するための分圧手段と、 前記制御素子の制御端子と前記分圧手段の分圧点との間
   に接続された第２のコンデンサと、前記スイッチング素
   子の制御端子と前記制御素子との間に接続された放電用
   抵抗又はダイオードと、 前記駆動巻線の他端と前記制御素子の制御端子との間に
   接続された充電用ダイオード又は抵抗とを備えているこ
   とを特徴とするスイッチングレギュレータ。