JPH03210417A - ファイバー光測定装置、ジャイロメータ、セントラルナビゲーション、及び安定化システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はＳＡＧＮＡＣリング干渉計（ＳＡＧＮＡＣｒｉ
ｎｇｉｎｔｅｒｆｅｒｏｉｅｅｔｅｒ）で非相互の変動
を生成するパラメータにおける変化の測定を可能にする
ファイバー視覚測定装置に関するものである。

〔従来の技術〕

ＳＡＧＮＡＣ干渉計とそれが使用される物理現象は良く
知られている。そのような干渉計において、ビ−ムスプ
リッター（ｓｐｉｔ　ｔｔｅｒ）や他のスプリッター（
ｓｐｌｉｔｔｉｎｇ）装置は入射周波数を分割する。す
なわち生成された二つの反対方向に伝達する波は閉じた
光通路に沿って反対のセンス（ｓｅｎｓｅｓ）で伝達し
、再結合しそしてそれらの再結合の時に波の位相シフト
による干渉を生じる。

元々は、ＳＡＧＮＡＣ干渉計の閉じた光通路は鏡によっ
て定義されていた。それは現在複数巻きモノモードファ
イバー視覚コイルによって構成されうることが知られて
いる。

又ある物理現象は変動、特にそれらの再結合の際の干渉
の状態を変える相対的に位相シフトを発生させる反対方
向に伝達する波の中での非相互の位相シフトを生成でき
ることが知られている。

この相対位相シフトの測定はそれを発生させた現象が測
定されることを可能にする。

これらの非相互の変動を生じさせ得る主要な物理現象は
その閉じた光通路の平面に垂直な軸に関する干渉計の回
転によって作られるＳＡＧＮＡＣ効果である。

ファラディ効果や共通リニア（ｃｏ−１ｉｎｅａｒ）　
Ｔ１１ｉ気効果も又この種の非相互の効果を生ずること
が知られている。例えば、このことはに、ＢＯＨＭによ
ってｔｈｅ　ｊｏｕｒｎａｌ　０ＰＴＩＣＬＥＴＴＥＲ
Ｓ（Ｖｏｌ、？、ｎｏ、４．Ａｐｒｉ１１９８２、ｐａ
ｇｅｓ　１８０−１８２）の記事の中での述べられてい
る。ある状況下では、他の効果も又非相互の位相シフト
を生成する。

対照してみると、環境を表しそしてしばしば測定におけ
る変動の原因である多くのパラメータの変化はＳＡＧＮ
ＡＣ干渉計上で相互効果のみを有し、反対方向に伝達す
る波の間では相対位相シフトを変化させず、すなわち学
習されたパラメータ測定には影響を与えない、そのよう
なものは、波によって通過される光通路を変更するが相
互の仕方ではそれを変えない温度、表示等のゆるやかな
変化を伴う場合である。

そのような測定機器で達成されうる感度と測定精度を改
善するために多くの仕事が成されてきた。

例えば”０ｐｔｉｃａｌ　Ｆｉｂｒｅ　５ｅｎｓｏｒｓ
”＋Ｖｏ１．−Ａｒｔｅｃｈ）１ｏｕｓｅ−１９８９と
いう仕事の中でＨｅｒｖｅ　Ｃ，Ｌｅｆｅｖｒｅによっ
て”Ｆｉｂｅｒ　０ｐｔｉｃ　　Ｇｙｒｏｓｃｏｐｅ”
と表題の付けられた第９章はこの問題に関して調べられ
ている。

特に、第一にＳＡＧＮＡＣ干渉計により集められる応答
はｐ　＝　Ｐ　、　（１＋ｃｏｓδφ）の形式であり、
そしてそのためにδφ・０位相差の近傍における信号の
感度は低いということが認識された。例えばπ／２多い
か少ない４分の１位相差の振幅変調の導入が提案され続
けてきた。それは動作点を移しそして周期的な信号を生
成するものであり、その振幅は測定パラメータのサイン
関数でありそしてさらに大きな感度と安定性をもって活
用し得るものである。

そして測定の精度は又閉ループ機能化として関連するゼ
ロ方法の使用を通じて改善されるということが示された
。この方法によれば、付加的ないわゆる負帰還位相差δ
φｃ、、が適用されそして測定パラメータによって生成
された位相シフトδφ。

を補償するために用いられる。これら二つの位相差δφ
ｃ、、とδφ、の合計はゼロに保たれ、それは干渉計が
最高精度で動作することを可能とする。

測定は負帰還位相差δφ、における信号の必要性を活用
することによって達成される。すなわち、測定は安定し
ておりそして直線的である。

この閉ループ機能化のためのサーボ制御の必要性は周波
数シフトを通して達成されてもよい。このシフトは音響
−視覚変調器から直接生成されてもよいし、又は他にセ
ロダイン（ｓｅｒｒｏｄｙｎｅ）変調を位相変調器に適
用することによってシュミレートされてもよい。そのよ
うなセロダイン変調は濾波位相変調ランプ（ｒａｍｐ）
を適用することによって達成される。これはしかしなが
ら、スプリアス側波帯を避けるためによく制御された２
１π（ｍは整数）のフォールパック（ｆａｌｌ　ｂａｃ
ｋ）を必要とすることが広く知られている。しかしなが
ら、フォールパック後の信号の活用は測定において好精
度を保証するためにこのフォールパック値の制御を可能
にする。また連続するランプはクロックに同期したステ
ップによって置き換えられそしてそのような信号は論理
回路とデジタル−アナログ変換器から生成されるという
ことが知られている。

測定の感度と精度を改善するために、さらに検出器を出
た後の信号をデジタル化するよう提案されてきた。電子
処理手段はそしてアナログ−デジタル変換器、その構成
部分を連続体近傍の変調周波数に減するアナログ−デジ
タル変換器によって引き渡される信号を活用するデジタ
ル処理システムから構成される。デジタル処理システム
を離れた信号によって与えられるデジタルサーボ制御ル
ープフィルタは測定されたパラメータを示す信号を引き
渡す。デジタルサーボ制御ループフィルタを離れた信号
を受信するレジスタはどんな望まれる外部使用に対して
も測定されたパラメータに従った信号を引き渡す。レジ
スタを離れた信号によって与えられるアキュームレータ
は測定されたパラメータに従ったスロープのデジタルラ
ンプを生成し、そしてアキュームレータから出力するラ
ンプ信号によって与えられるデジタル−アナログ変換器
は位相変調器を制御する。

〔発明が解決しようとする課題〕

この発明の目的はファイバー視覚測定装置の感度と安定
性を改善することであり、その中で測定されたパラメー
タにおける変化は二つの波の位相差を生じる。特に、そ
れは、変偶の負帰還制御のためのチャネル内の利得が制
御されそして長期間にわたって測定パラメータが変化を
受けない時ですら全ての時で一定に保たれるような装置
を提供する目的を有する。実際に、先の技術に従い、位
相ランプにおいて２πフオ一ルバツク時間に生成される
信号はこの利得を一定に保つのに使われる。

さて、そのような信号は測定パラメータでの小さな変化
には利用できず、そしてそれらの周波数は測定パラメー
タの値に従う。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は測定パラメータの変化が二つの波の間の位相差
を発生するファイバー視覚測定装置に関するものであり
、準単色光源、好ましくはモノモードでそこでは二つの
反対方向に伝達する波が伝搬し、それらの分離と再結合
の間の波の伝搬時間は至であるＳＡＧＮＡＣリング干渉
針、検出器、位相変調器、そして測定パラメータに従う
信号を運ぶ処理システムから成る電子手段そして位相変
調器を制御する電子手段から構成される。

〔作用〕

本発明によれば、変調信号Φ１は次のような方法で決定
される。それが反対方向に伝搬する波の間で生成する位
相差δΦｍの変調は、周期的に以下の四つの継続的な値
をとる。

δΦ１＝Φ。　　　δΦ２・ａΦ。

δΦ１−Φ。　　δΦ４・−ａΦ。

そこでΦ。は一定の位相シフトでありそしてそれはａに
従い、ａは状態 ｃｏｓΦｏ＊ｃＯ５ａΦＯ を満足する正の定数である。

処理システムは干渉針からもどる干渉信号を利用する。

この信号は周期的に変調レベルδΦ３、δΦ８、δΦｍ
そしてδΦｍにそれぞれ対応する四つの値Ｘ１、χ２、
ｘ３、ｘ４　　をとる。

演算（ｘｌ＋ｘ３）　−（ｘ２＋ｘ４）の結果は変調制
御チャネル内の利得の示す信号Ｘｇを与える。特に、状
態ｃｏｓΦ。・ｃｏｓ（ａΦ。）が満たされた時はＸｇ
＝０である。

この信号Ｘｇは変調制御チャネルの利得のサーボ制御の
ためのループの誤差信号として使われる。

好ましくは演算（ｘｌ＋ｘ４）　−（ｘ２＋ｘ３）は干
渉計で測定される非相互の位相シフトδΦｍに従う信号
Ｘｐとなる。信号Ｘｐは、干渉計の全体の位相シフトが
反対の位相シフトδΦｍをもちいて非相互の位相シフト
δΦｍを補償することでゼロにするための誤差信号とし
て使われる。この位相シフトδΦｃ１は変調δΦｍとし
て同じ制御チャネルを通して生成され、信号Ｘｇを有す
るこのチャネルのサーボ制御はすなわちδΦ６、の、そ
してそれにより最終的にはそれに対抗しそして測定され
るべきと考えられるδΦ２の安定しそして制御された測
定を得ることを可能とする。Ｘｇはすなわちそれが変調
制御チャネルの利得を示すとしても位相シフトδΦ。

から独立している。

これらの電子手段はデジタルであり、そして検出器によ
って生成された信号をデジタル化するアナログ−デジタ
ル変換器、アナログ−デジタル変換器によって引き渡さ
れる信号を活用するデジタル処理システム、デジタル処
理システムからの信号によって与えられそして測定パラ
メータを表す信号を引き渡すデジタルサーボ制御ループ
フィルタ、デジタルサーボ制御ループフィルタからの信
号を受信しそしていかに望まれる外部使用に対しても測
定パラメータに従った信号を引き渡すレジスタ、変調信
号を生成する変調発生器、二つの入力と一つの出力から
成り、その第一の入力はレジスタによって生成された測
定パラメータに従った信号によって与えられ、その第二
の入力は変調信号によって与えられる加算器、そして加
算器からの出力信号によって与えられそして位相変調器
を制御するデジタル−アナログ変換器から構成される。

〔実施例〕

本発明によるファイバ視覚測定装置はほとんどはレーザ
やスーパー発光ダイオードである準単色光源１、そして
参照２によって全体が示されているモノモードファイバ
視覚ＳＡＧＮＡＣリング干渉針から構成される。

このリング干渉計２は干渉計の入力での波の分割そして
出力でのそれらの再結合を確実なものとするビームスプ
リッタ２５、そしてそれ自体の回りに巻き上げられたモ
ノモード光ファイバによって作られる閉じた光通路２２
から構成される。

この測定装置は又、干渉計それ自体の出力での波の干渉
状態に従った信号を引き渡す検出器３から成る。

光信号は例えば半透明のプレートから成るスプリッタ６
を経由して検出器３に引き渡される。

電気信号から制御され、二つの波の間の位相差を伝える
ことのできる変調器４は干渉針の光通路の一部に置かれ
る。干渉計の機能は偏光器（ｐｏｌａｒｉｚｅｒ）２３
の挿入と、そしてすなわちビームスプリッタ２５の付近
での光源１とリング２２の間の空間フィルタ（ｓｐａｔ
ｉａｌ　ｆｉｌｔｅｒ）２４によって改善される。

知られた方法では、この空間フィルタはモノモード光フ
ァイバによって作られる。

電子手段７は検出器３から受信した信号の機能として負
帰還モードで位相変調４を制御する。

これらの電子手段７はゼロの付近で二つの波の間で生成
されるステップ状の差の機能としての復調誤差信号の変
化はほとんど直線であるという仕方によって構築されて
いる。この構成は、ステップ状の差における信号の従属
性がコサイン形式である時、ステップ状の差のゼロ近傍
の感度は非常に低いということが容易に理解されるのに
もかかわらず、ステップ状の差のゼロ近傍における復調
信号誤差信号の変化の部分で非常に良い感度を得ること
を可能とする。

さらに、これらの電子手段７は変調器を制御するための
チャネル内の利得を安定化すべき機能を有する手段１９
から成る。すなわち、この利得は、補正されることを必
要とするパラメータに対して、差別的（ｄｉｓｃｒｉｍ
ｉｎａｔｉｎｇ）変調δΦｍがｃｏｓΦｏ”ＣＯ３−Φ
（１＝ＣＯ３ａΦ６＝ＣＯ３−ａΦ０を満たす四つの状
態　Φ。、ａΦ。、−Φ。そして−ａΦ。を有するよう
に操作される。

さらに、これら電子手段７の機能はステップの差をゼロ
に維持する。すなわち、測定パラメータの変化が干渉計
における二つの波の間の位相シフトを生じた時に、この
位相シフトは電子手段７と位相変調器４を経由して初期
に生成された位相シフトに反対の意味の等しい応答を生
じる検出器３によって放射される信号の変化をつくり出
し、その結果、全体的な位相シフトはゼロ値に減少され
る。変調を制御するためのチャネルの利得を操作する最
初のループにより、負帰還位相シフトの測定は非常に正
確となる。

最終的に、これらの電子手段７は位相変調器４を制御す
るための信号を利用することによって測定パラメータの
変化に従う信号を引き渡す。

電子手段７は検出器３により放射される信号をデジタル
化するアナログ−デジタル変換器８を含む。

アナログ−デジタル変換器８の範囲は測定全体の範囲と
比べると比較的狭い。この範囲は低限界と高限界の定義
から指定される。

下 低限界は、最低位ビット（ｌｅａｓｔ　５１ｇｎ１ｆｉ
ｃａｎｔｂｉｔ）に対応するアナログ値が検出器からの
信号の標準店するブラインドゾーンを回避し、そしてア
ナログ信号の初期雑音との関係でサンプリング雑音を無
視しうるようにし、そしてさらに、次のデジタルフィル
タリングはアナログモードと同じ信号対雑音比に改善す
るこの場合へと導く。実際の例によると、サンプリング
周期はコイル内の通過時間のオーダすなわち例えばファ
イバ１００メートル当で たり中・０．５μｓである。シャノンの基準はそれゆえ
サンプルされる信号に広い通過帯域を課する。

この通過帯域は１７２；に等しくなければならない。

すなわちこの例ではＩ　ＭＨｚである。そのような通過
帯域では、雑音は比較的大きく典型的にはバイアス戻り
電力の１Ｏ−３の標準偏差でありそれは干渉計において
約ｉｏ−”ラジアンの位相シフトに相当する。

壬 従ってそれは最唸位ビットが感度が失われずにそして信
号対雑音比を改善べくデジタルフィルタリングするため
にこの位相シフトに対応することには十分である。

その部分に対して、高限界は少なくとも雑音のピークツ
ーピーク（ｐｅａｋ　ｔｏ　ｐｅａｋ）値より大きくな
ければならず、すなわち約その標準偏差の８倍、従って
雑音だけのサンプリングに対して３ビツトで十分である
。しかしながら、信号本来の範囲が考慮に入れられなけ
ればならない。閉じたループモードでは後のほうではゼ
ロに収束され従ってどんな範囲にも優先的な要求はしな
いが、しかし実際はサーボ制御は測定されるパラメータ
の突然の変化時にはゼロから離れそして変換器の範囲は
これらの動作を考慮できるようでなければならない。

従ってこれらの変化は必要とされる多くのビットを定義
する。実際は、デジタルフィルタリング後に測定パラメ
ータの範囲は２０ビツトより大きいかもしれないのに対
して、変換器では８から１２ビツトで十分である。

クロック２１は全ての構成部分を駆動する。

デジタル処理システム９はアナログ−デジタル変換器８
によって引き渡される信号を活用する。

それはデジタル処理システムを離れる信号が与えられる
デジタルサーボ制御ループフィルタ１０へと続きそして
測定パラメータを表す信号を引き渡す。

レジスタ１１はデジタルサーボ制御ループフィルタを離
れる信号を受信し、測定パラメータに従った信号を引き
渡し、そしてそれはどんな望ましい外部使用にも使用で
きる。

変調発生器１２は変調信号を生成する。加算器１３は二
つの入力と一つの出力から成る。その第一の入力はレジ
スタ１１によって生成された測定パラメータに従った信
号が与えられ、その第二の入力は発生器１２によって生
成された変調信号が与えられる。

加算器１３からの出力信号が与えられるデジタル−アナ
ログ変換器１４は利得増幅器１５を経由して位相変調器
４を制御する。発生器１２によって生成された変調信号
はバイアスを設定するためのシステムの機能を確実なも
のとする。すなわち干渉計内を循環する二つの反対方向
の波の間で生成された位相シフトと検出器３で生成され
た信号間のほとんど直線的依存性である。この目的のた
めに変調信号Φｍは二つの反対方向の波の間で生成され
た位相差δΦｍの変調が周期的に以下の四つの値をとる
という仕方で指定される。

δΦ１Φ。　　　　δΦ２＝　ａΦ。

δΦｍ；−Φ。　　　δΦ４・−ａΦ。

そこでΦ。は一定の位相シフトでありそしてそれはａに
従い、ａは状態 ＣｏｇΦｍ＝ｃｏｓａΦ・ を満足する正の定数である。

処理システムは干渉計からもどる干渉信号を利用する。

この信号は周期的に変調レベルδΦ６、δΦ２、δΦｍ
そしてδΦｍにそれぞれ対応する四つの値ｘｉ　、　ｘ
２、×３、ｘ４　　をとる。

一方では、電子手段１６は位相シフトδΦｍからは独立
しているがしかしながら変調制御チャネルの利得を示す
信号Ｘｇを生成するために演算（ｘｌ＋ｘ３）（ｘ２＋
ｘ４）を実施する。特に、状態　ｃｏｓΦ。・ｃｏｓ（
ａΦ。）が満たされた時はＸｇ・０である。この信号Ｘ
ｇは変調制御チャネルの利得のサーボ制御のためのルー
プの誤差信号として使われる。

信号Ｘｐは、干渉計の全体の位相シフトが反対の位相シ
フトδΦｃｒをもちいて非相互の位相シフトδΦ９を補
償することでゼロにするための誤差信号として使われる
。この位相シフトδΦｅ、、は変調δΦｍとして同じ制
御チャネルを通して生成され、信号Ｘｇを有するこのチ
ャネルの駆動はすなわちδΦｃｒの、そしてそれにより
最終的にはそれに対抗しそして測定されるべきと考えら
れるパラメータのδΦ２の安定しそして制御された測定
を得ることを可能とする。電子的手段９は干渉計で測定
される非相互の位相シフトδΦ２に従う信号Ｘｐを生成
するために演算（ｘｌ＋ｘ４）　−（ｘ２＋ｘ３）を実
行する。

第３図は変調信号の好ましい具体例を表し、位相差はす
なわち干渉計の反対方向に伝搬する波と検出器３によっ
て引き渡される対応する信号の間で生成される。全ての
図で使われている表記法はすでに示されたそれに対応す
る。さらに、−を−は時間を表す。

好ましい具体化において、第３図に示されているように
、位相シフトのための変調信号Φｍは２τに等しい期間
を有する。それぞれの期間はτ／２継続時間と振幅Φｍ
のパルスと同じそれぞれの振幅と継続時間ａΦ８、−Φ
８そして−ａΦ８のパルスから構成される。この変調信
号Φｍはすなわち二つの反対方向に伝搬する波の間の位
相差の変調δΦ１を生成する。δΦｍは又２τの期間を
有しそして連続的に時間τ／２の四つの期間中にΦ。・
Φ１＋Φ２で　Φ。、ａΦ。、−Φ。そしてａΦ。の値
をとり、Φ。とａΦ。はそれらが同一レベルの干渉計の
応答を生成し、それぞれが正と負であるところのこれら
のパルスの各々に対する変調信号の振幅機能としてのこ
のレベルの派生物を生成する。この状態はｃｏｓΦ。・
ｃｏｓ　ａΦ。の時に満足される。検出器３により引き
渡される信号のほぼ直線的な依存性は例えばπ／３と２
π／３の間のようにπ／２の領域内でΦ。を選択するこ
とによって測定パラメータにより取り入れられる反対方
向に伝搬する波の間の位相差の機能として維持される。

例えば、もしａ・２ならば　Φ。・２π／３、もしａ・
３ならば　Φ。・π／２、もしａ・４ならば　Φ。・２
π１５等である。

変調信号３０は位相変調器４を経由して反対方向に伝搬
する波の中で位相シフトΦｍを提供する。

コイル２内の遅延のために、この位相シフトΦ。

は変調信号とてだけ遅延したこの同じ信号の間の差から
成り３１で示されている位相差δΦｍをもたらす。反対
方向に伝搬する波の間の位相差δΦの機能として検出器
３によって引き渡される信号から成る干渉計の応答は３
２で示されている。３１で示されている位相差に応じて
検出器３によって引き渡される信号はすなわち３３で示
されている。信号ｘＬ　ｘ２、ｘ３、×４の値は、反対
方向に伝搬する波の間で定められたそれぞれの位相差δ
Φ７、δΦ２、δΦ１、δΦ４に対応する。

パラメータの変化は、定数と仮定される位相差δΦｍを
変調信号に加算する。その影響は第４図に示されている
。δΦｍは同じ感覚で一方で×ｌと×４に対して、そし
て他方で×２と×３に対して変化を生じさせ、これらの
変化は反対符号である。すなわち、デジタル処理システ
ム９は式（ｘｉ　＋　ｘ４Ｌ（ｘ２　＋　ｘ３）による
変調信号の期間に応じて引き渡される四つのそれぞれの
信号を活用することによって測定パラメータに従った信
号を生成する。

同じ感覚で一方で×１と×４、他方で×２と×３の変化
を生成するこれらの信号は連続しているのでこの好まし
い具体化は特に有益である。（ｘｉ　＋　Ｘ４）−（ｘ
２　＋　ｘ３）の操作は実際はδΦｍの１／　２τ変調
周波数での復調である。周波数１７２τは固有周波数（
ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）
という名で知られており、そしてこの周波数で動作する
ことによって、バイアス上の変調器のさまざまな欠点の
効果が除去されるということが知られている。この好ま
しい具体化は従ってそれが変調チャネルの利得を制御す
ることを可能にするのにもかかわらず、非常に−船釣な
固有周波数の特質を保存する。

さらに、そのような変調信号は簡易な手段１９により変
調を制御するためのチャネルの利得を一定に保つことを
可能とする。変調を制御するチャネルの利得における要
因１＋Ｋによる変化の効果は第５図に示されている。実
際に、この変化は周囲、すなわち位相変調器４や利得増
幅器１５や制御のアナログ基準電圧の動作状態の変化を
通して生じるかもしれない。干渉計の反対方向に伝搬す
る波の間で与えられる位相差δΦ１はそして例えば値（
１＋Ｋ）のようなホモセティック（ｈｏｍｏ　ｔｈｅ　
ｔ　ｉｃ）な変化を被る。このホモセティックな変化は
一方で×１と×３、他方で×２とｘ４の同じ感覚の変化
をあたえ、これらのグループの各々は反対の感覚で変化
する。

処理ユニット１６は変調を制御するチャネルの利得に従
う式（ｘｉ　＋　ｘ３Ｌ　（ｘ２　＋　ｘ４）によって
信号を引き渡すよう四つの連続した信号を活用する。こ
の信号はデジタル閉ループフィルタ１７により濾波され
そして利得増幅器１５の利得や制御のアナログ基準電圧
を制御するデジタル−アナログ変換器１８に与えられる
。従って変調を制御するチャネルの利得は、信号のデジ
タル値と効果的に適用される位相変調の間で一定に保た
れる。一方で検出器で受信された信号の機能として位相
変調を制御する信号と、他方で変調を制御するチャネル
の利得を一定に保とうとするそれらは掛は合わされる。

好ましくは、変調信号は２τに等しい周期を有し、そし
て各々の周期はΦｍ＋Φ２・Φ。でありそして特にΦ１
・Φ８・Φ。／２又はΦ８・Φ。そしてΦ８・０で、継
続時間τ／２と振幅ΦＩ、ａΦｍ、−Φ２、−ａΦ２そ
れぞれの四つの要素がら成る。負帰還信号は、測定パラ
メータの値を記憶するためのデジタルレジスタ１１から
アキュームレータ２ｏにより得られ、このアキュームレ
ータ２０は時間τ／２のそれぞれの間隔でデジタルレジ
スタの値をその先の値に加算するデジタル積分器から成
る。波の一方、変調器の出力における一方、は直接に帰
還位相差３４に従う、他方、変調器の入力における一方
、は同じ帰還位相差に従うが伝搬時間τ３５だけ変わる
。

〔発明の効果〕

本発明の測定装置は特にジャイロメータの構築に良く適
合する。この場合、測定パラメータはその主軸の回りの
干渉計の回転速度である。

このジャイロメータは都合良く航行（ｎａｖｉｇａｔｉ
。

ｎａｐ）制御や慣性（ｉｎｅｒｔｉａｌ）安定化システ
公隻は継がれる。

そのような構成は又ファラデー効果から利益を得て、磁
気領域と電流の測定装置の構築に良く適合する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による測定装置の一般的な表現である。 第２図は信号の処理を表す機能図である。 第３図は干渉計における位相差と、そして変調信号に対
する測定パラメータのいかなる変化も存在するなかで検
出器によって生成されたその対応する信号を表す。 第４図は干渉計における位相差と、そして変調信号で測
定されたパラメータの変化時に検出器によって生成され
た対応する信号を表す。 第５図は干渉計における位相差と、そして変調信号で変
調を制御するためのチャネルの利得の変化時に検出器に
よって生成された信号を表す。 第６図は位相変調Φｍと負帰還位相　Φｃ、、を表す。 ｌ・・・準単色光源 ２・・・リング干渉針 ３・・・検出器 ４・・・変調器 ６・・・スプリッタ ７・・・電子手段 ８・・・　Ａ／Ｄ変換器 ９・・・デジタル処理システム １０　　・・・デジタルサーボ制御ループフィルタ１１
　　・・・レジスタ １２　　・・・変調発生器 １３　・・・加算器 １４　　・・・Ｄ／Ａ変換器 ・・利得増幅器 ・・処理ユニット ・・デジタル閉ループフィルタ ・・Ｄ／＾変換器 ・・利得安定化手段 ・・アキュームレータ ・・クロック ・・リング ・・偏光器 ・・空間フィルタ ・・ビームスプリッタ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、測定パラメータの変更が二つの波の位相差を生成す
   る形式のファイバ視覚測定装置であって準単色光源（１
   ）と、その中で二つの反対方向に伝搬する波が伝搬し、
   それらの分離とそれらの再結合の間の波の伝搬時間がτ
   であるＳＡＧＮＡＣリング干渉計（２）、好ましくはモ
   ノモードと、干渉計（２）を出る発光束を受信しそして
   それを反対方向に伝搬する波の間の位相差を表す電気信
   号に変換する検出器（３）と、位相変調器（４）と、そ
   して検出器（３）から受信された電気信号をデジタル化
   するアナログ−デジタル変換器（８）と、測定パラメー
   タに従った信号を引き渡す処理システム（９）そして位
   相変調器（４）を制御する電子手段（１２）から成る電
   子手段（７）から構成され、 電子手段（１２）は、それが反対方向に伝搬する波の間
   で生成する位相差δΦ＿ｍが周期的に以下の四つの連続
   する値をとるような方法で決定される変調器のための制
   御信号Φ＿ｍを生成すること、δΦ＿１＝Φ＿０、δΦ
   ＿２＝ａΦ＿０ δΦ＿３＝−Φ＿０、δΦ＿４＝−ａΦ＿０そこでΦ＿
   ０は一定の位相シフトでありそしてそれはａに従い、そ
   してａは ｃｏｓΦ＿０＝ｃｏｓａΦ＿０ の状態を満足する正の定数である、 そしてそれは式（ｘ１＋ｘ３）−（ｘ２＋ｘ４）により
   変調信号の周期に応じて引き渡される四つの値ｘ１、ｘ
   ２、ｘ３、ｘ４を利用することによる当該利得に従った
   信号を生成する変調を制御べくチャネルの利得を一定に
   保つための処理システム（１９）を含み、当該信号は利
   得を一定に保つような方法で変調チャネル上で動作する
   ことを特徴とすること。 ２、処理システム（９）は式（ｘ１＋ｘ４）−（ｘ２＋
   ｘ３）により変調信号の周期に応じて引き渡される四つ
   の値ｘ１、ｘ２、ｘ３、ｘ４を利用することにより測定
   パラメータに従った信号を生成することを特徴とする請
   求項１記載のファイバ視覚測定装置。 ３、電子手段（７）は一方では、ゼロの近傍における位
   相差の機能として復調された誤差信号の変化がほぼ直線
   であり、そして他方においては、この位相差はゼロに保
   たれそして変調信号（４）を利用した測定パラメータの
   変化に従った信号を引き渡すような仕方で検出器（３）
   から受信された信号の機能として負帰還モードで位相変
   調器（４）を制御することを特徴とする請求項１又は２
   記載のファイバ視覚測定装置。 ４、処理システム（９）を除く当該電子手段（７）は全
   ての構成部分を同期させるクロック（２１）と、その最
   下位ビットのアナログ値が検出器（３）から出る信号の
   雑音の標準偏差より低いか又は等しい値であるように指
   定されたアナログ−デジタル変換器（８）と、デジタル
   処理システム（９）から発した信号が与えられ、測定パ
   ラメータを表す信号を引き渡すデジタルサーボ制御ルー
   プフィルタ（１０）と、デジタルサーボ制御ループフィ
   ルタから発した信号を受信しそして測定パラメータに従
   った信号をどんな望ましい外部使用に対しても引き渡す
   レジスタ（１１）と、レジスタ（１１）から発した信号
   が与えられ、測定パラメータからの負帰還信号を生成す
   るアキュームレータ（２０）と、変調信号Φ＿ｍを生成
   する変調発生器（１２）と、二つの入力と一つの出力か
   ら成り、その第一の入力はレジスタによって生成された
   測定パラメータに従った信号が与えられ、その第二の入
   力は変調信号が与えられる加算器（１３）と、そして加
   算器からの出力信号が与えられそして利得増幅器（１５
   ）を通して位相変調器（４）を制御するデジタル−アナ
   ログ変換器（１４）から構成されることを特徴とする請
   求項１から３のいずれか一つに記載のファイバ視覚測定
   装置。 ５、変調を制御するためのチャネルの利得を一定に保つ
   ための処理システム（１９）は四つの連続した信号ｘ１
   、ｘ２、ｘ３、ｘ４を活用しそして（ｘ１＋ｘ３）−（
   ｘ２＋ｘ４）に従った信号を引き渡すユニット（１６）
   と、ユニット（１６）から放射された信号を濾波するデ
   ジタル閉ループフィルタ（１７）と、フィルタ（１７）
   から引き渡された信号を変換しそして利得増幅器（１５
   ）を制御するデジタル−アナログ変換器（１８）から構
   成されることを特徴とする請求項４記載のファイバ視覚
   測定装置。 ６、変調信号は周期２τを有しそして各々の周期は継続
   時間τ／２、振幅Φ＿１とａΦ＿１それぞれの二つの連
   続した要素から成り、Φ＿１＋Φ＿２＝Φ＿０であって
   、二つの連続した要素、継続時間τ／２、そして振幅−
   Φ＿２そして−ａΦ＿２それぞれによて続かれることを
   特徴とする請求項１から５のいずれか一つに記載のファ
   イバ視覚測定装置。 ７、ａ＝３．であることを特徴とする請求項１から６の
   いずれか一つに記載のファイバ視覚測定装置。 ８、ａ＝２．であることを特徴とする請求項１から６の
   いずれか一つに記載のファイバ視覚測定装置。 ９、負帰還信号は測定パラメータの値を記憶するデジタ
   ルレジスタからアキュームレータによって得られ、アキ
   ュームレータ（２０）は時間τ／２の各々の間隔でデジ
   タルレジスタの値をその先の値に加算するデジタル積分
   器から成ることを特徴とする請求項６に記載のファイバ
   視覚測定装置。 １０、測定パラメータはその軸の回りの干渉計の回転速
   度である請求項１から７のいずれか一つに記載の測定装
   置に一致することを特徴とするジャイロメータ。 １１、少なくとも請求項１０記載の一つのジャイロメー
   タから成る航行又は慣性安定化制御。 １２、位相差の変化がファラデー効果を通した測定パラ
   メータによって生成される請求項１から９のいずれか一
   つに記載の電流そして磁気領域センサ。