JPH03214819A - ダイバーシティ受信方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はディジタル無線通信システム内の送信機から無
線信号を受信するために使用されるダイバーシティ受信
方式に関し、特に、多重バスの選択フエージングに起因
する符号間干渉を減少するように、トレーニング信号を
使用して伝搬バス特性を推定することによって適当なブ
ランチを選択できるダイバーシティ受信方式に関する。

［従来の技術］ 通信システム、特に、移動通信システムにおいては．受
信機の入力信号レベルは伝搬バスによる変動や無線信号
の伝送媒体によって激しく変動する。この現象はフェー
ジングとして知られている。

フエージングからの悪い効果を避けるために、種々の型
のダイバーシティ受信方式が、また、知られている。ダ
イバーシティ受信方式は、通常、それぞれ、ブランチ出
力を出力する複数の受信ブランチを有する。ダイバーシ
ティ受信方式の結果出力はブランチ出力の合成信号また
はブランチ出力から選択された１つとして得られる。

送信機が送信信号を無線信号として送信するとき、無線
信号の一部分が、直接、受信機に伝搬する。しかしなが
ら、残りの部分は、ビルディング、山等の種々の物体に
よって反射や分散され、従って、受信システムに遅れて
達する。従って、受信システムて受個された入力信号は
直接信号成分と遅延成分とを有し、歪みを受ける。その
ような歪みを引き起こす伝搬バスはマルチバスとして知
られ、歪みはマルチバス歪みと呼ばれる。

マルチバス歪みを減少するための１つの方法において、
送信機から送信される無線信号はトレーニング信号とデ
ータ信号とを有する。受信システムはトレーニング信号
を使用してバルチバスの伝送特性を推定１，、推定され
て信号によって受信信号ヲ等化してマルチバス歪みを減
少する。

ダイバーシティ受信方式がマルチバスのために使用され
たとき、マルチバス歪みが受信ブランチで相違する。従
って、ブランチ出力選択が、例えば、各ブランチの入力
信号強度によって行われるとき、ダイバーシティ受信方
式からの結果信号はマルチバスの異なった伝送特性によ
って影響を受ける。

マルチバス歪みを有効に減少するためのダイバーシティ
受信方式は、同じ譲受け人（ＮＥＣ株式会社）によって
平成１年５月２日に出願された特願平１−１１３２０２
号に提案されている。提案されたダイバーシティ受信方
式は、伝送信号内のトレーニング信号と結果信号を等化
するための等化器を使用する。提案されたダイバーシテ
ィ受信方式において、伝搬特性は受信されたトレーニン
グ信号を使用することによって各受信ブランチで推定さ
れる。推定された伝搬路特性は等化器にとって有意な成
分と有意でない成分とに分類される。

有意な成分の電力と有意でない成分の他の電力との比が
計算される。各ブランチにおける比はブランチの１つを
選択するためのパラメータとして使用される。即ち、全
ての受信ブランチの比が互いに比較され、全ての比の最
も大きい比を提供するブランチの１つは特定のブランチ
として選択される。それから、特定のブランチからのブ
ランチ出力はダイバーシティ方式の結果信号として選択
され、特定のブランチにおいて推定された伝搬路特性に
よって等化されている。従って、等化が有効に行われ、
受信性能かダイバーシティ効果によって改善される。

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら，トレーニング信号が、例えば、２６ビッ
ト長の予め定められたビット長をもつ場合、データ信号
がトレーニング信号を使用する伝搬路特性の推定に影響
を及ほし、誤差が計算された比、特に、有意でない成分
の電力に含まれる。

この結果、ブランチ選択においてＳ／Ｎ比の劣化か生し
る。Ｓ／Ｎ比の劣化は、符号間干渉が等化器の等化能力
以内で生じるとき、顕著に観測される。

［課題を解決するための手段］ 従って、本発明の目的は、Ｓ／Ｎ比の劣化なして、ブラ
ンチ選択できるダイバーシティ受信方式を提供すること
にある。

本発明の他の目的は、符号間干渉を有効に減少する等化
器の等化能力を参照してマルチバスによる符号間干渉に
よる異なったパラメータによってブランチ選択できるダ
イバーシティ受信方式を提供することにある。

本発明のダイバーシティ受信方式は，アンテナ，該アン
テナに接続した受信機１該受信機に接続した復調器，該
復調器の復調出力をディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換
器，該Ａ／Ｄ変換器の出力を貯える一時記憶装置，該一
時記憶装置の記憶内容中に含む前記トレーニング信号を
用いて前記受信系に到来した電波のそれぞれの伝搬経路
をインパルスレスポンスとして推定する通信路特性推定
器該通信路特性推定器が推定した前記それそれの通信路
の情報を後記等化器に用いられる有意な情報と後記等化
器に用いられない有意でない情報とに分けて出力する通
信路特性選別回路，該通信路特性選別回路が出力するそ
れぞれの通信路の有意な情報と有意でない情報より計算
される受信品質を表すパラメータを比較して最も受信品
質の良い前記受信系を選択し制御信号を出力する通信路
品質比較器と１該通信路品質比較器が選択した前記受信
系の前記一時記憶装置の記憶内容を前記伝送路推定器の
推定した前記伝搬経路の有意な情報に基づいて等化する
等化器とを具備しているダイバーシティ受信方式は，前
記通信路品質比較器においてそれぞれの受信系について
前記通信路特性選別回路より出力される前記有意な情報
をもつ成分の電力と前記有意でない情報をも゛っ成分の
電力とを計算し，前記有意な情報をもつ成分の電力と前
記有意でない情報をもつ成分の電力との第１の比と和と
を計算し，該和と前記有意な情報をもつ成分の電力との
第２の比を計算し．各受信系から得られる該第２の比の
全てが設定するしきい値より小さい場合前記第１の比を
受信系選択基準に用い前記第１の比を最も大きくする受
信系を最も受信品質の良い受信系として選択し１各受信
系から得られる前記第２の比のうち一つでも前記しきい
値より大きい場合前記和を受信系選択基準に用い前記和
を最も大きくする受信系を最も受信品質の良い受信系と
して選択する構成としている。

［作　用コ 例えば符号間干渉が等化能力を越えている場合にはβは
残留符号間干渉が主成分であると考えられるから．Ｓ一
α／βを用いて充分精度の高い選択を行うことができる
。これに対し符号間干渉か等化能力を越えていない場合
にはβは誤差と雑音成分に支配されてくるため，受信電
力（Ｐ−α＋β）を選択基準として用いることにより，
より精度の高い選択が可能となると考えられる。このよ
うに，ｓ，ｐの２種類の選択基準を用いることによって
，より精度の高いブランチ選択が可能になる。

２種類の選択基準を用いるためには，受信信号から符号
間干渉の形態を推定しなければならない。

まず，等化能力以内の符号間干渉が生じている場合には
，βは誤差成分と雑音成分で構成されるから大きな値に
ならない。このため，Ｕ一α／（α＋β）はほぼ１に等
しくなる。逆に，等化能力を越える符号間干渉が生じた
場合，βは誤差成分雑音成分の他に残留符号間干渉成分
が生じてくるため，Ｕは等化能力以内の符号間干渉か生
じる場合と比較して小さい値になる。このようにＵを用
いることによって符号間干渉の形態を推定することが可
能となる。

口実施例コ 次に本発明について図面を参照して説明する。

第１図は本発明の１実施例の構成を示すブロック図であ
る。簡単のため２つの受信系統の場合について示してい
る。

第１の受信系統では、アンテナ１ａか受信機２ａに接続
され，受信機２ａは復調器３ａに接続され，復調器３ａ
はＡ／Ｄ変換器４ａに接続され，Ａ／Ｄ変換器４ａはＲ
ＡＭ５ａに接続され，　ＲＡＭ　５　ａは通信路特性推
定器６ａに接続され，通信路特性推定器６ａは通信路特
性選別回路７ａに接続される。

第２の受信系統では、アンテナｌｂ，受信機２ｂ，復調
器３ｂ，Ａ／Ｄ変換器４ｂ，ＲＡＭ５ｂ，通信路特性推
定器６ｂ，通信路特性選別回路７ｂもまた同様に接続さ
れている。

各系統のＲＡＭ５ａ，ＲＡＭ５ｂの出力端子は第１のス
イッチ８に接続され，第１のスイッチ８は等化器９に接
続されている。各系統の通信路特性選別回路７ａ，通信
路特性選別回路７ｂの出力端子は第２のスイッチ１０と
伝送路品質比較器１１とに接続され，第２のスイッチ１
０は等化器９に接続されている。伝送路品質比較器１１
は第１のスイッチ８と第２のスイッチ１０とに接続され
ている。また伝送路品質比較器１１はしきい値入力端子
１２を有する。

変調信号として２相位相変調信号を用いるとして以下説
明する。上述の構成において，アンテナｌａ，ｌｂから
入力された信号か各々受信機２ａ２ｂで受信され，復調
器３ａ，３ｂで復調さり，Ａ／Ｄ変換器４ａ，４ｂでシ
ンボルレートと等し，いサンプルレートでディジタル値
に変換される。

復調器３ａ，３ｂは第２図のように構成される。

このとき受信機２ａ，２ｂからの受信信号は発振器５４
からの局部信号及びこの局部信号をπ／２移相器５３で
移相した信号をミキサ５１．５２で周波数混合され復調
信号は複素信号で与えられる。

以下，複素信号を前提として説明する。

Ａ／Ｄ変換器４ａ．４ｂの出力はＲ　Ａ　Ｍ　５　ａ５
ｂに貯えられる。通信路特性推定器６ａ，６ｂでは，受
信信号中のトレーニング信号を用いて送信点からアンテ
ナｌａ，ｌｂまでの各々の通信路特性が推定され，各々
通信路特性選別回路７ａ，７ｂに出力される。

このトレーニング信号は第３図のような２６シンボルの
系列を用いることができる。この２６シンボルと中心の
１６シンボルとの自己相関関数は第４図のように−５Ｔ
〜＋５Ｔに渡ってインパルスとなっている。このように
自己相関関数がインパルスとなる系列を用いることによ
り通信路特性を推定することができる。

このとき通信路特性推定器６ａ，６ｂは第５図に示すよ
うな構成となる。入力端子８０に入力したＡ／Ｄ変換器
４ａ，４ｂからのディジタル信号はシフトレジスタ８５
の１６個のタップから出力レジスタ８４からのリファレ
ンス信号である中心の１６シンボルと１６個の乗算器８
１でかけ算され，加算器８２で加算され出力される。

トレーニング信号０（第３図における先頭ビット）に対
応する受信信号がシフトレジスタ８５の最後尾のタップ
から出力される時点から．トレーニング信号２５（第３
図における最後尾ビット）に対応する受信信号がシフト
レジスタ８５の先頭のタップから出力されるまで，相関
操作を行う。

このとき出力端子８３には１１個の相関値が得られ．こ
れらの値を近似的に±５Ｔに渡る通信路インパルスレス
ポンスの推定値とみなす。

通信路特性推定器６ａ，６ｂは通信路インパルスレスポ
ンスの推定値であるｈ．（−５）〜ｈ１（＋５），ｈ．
（−５）〜ｈｂ　　（＋５）を通信路特性選別回路７ａ
，７ｂに出力する。

第１図に戻って、通信路特性選別回路７ａ，７ｂでは推
定された通信路インバルス１ノスボンスから等化器９に
有意である成分と有意でない成分とを選別して伝送路品
質比較器１１に入力するとともに第２のスイッチ１０に
出力する。

ここで，等化器９は時間長さ５Ｔまでの通信路インパル
スレスポンスによって生じる符号間干渉を等化できるも
のとすれば，通信路特性選別回路７ａ．７ｂでは通信路
インパルスレスポンスの推定値ｈ．（−５）〜ｈ．（＋
５），ｈｂ　　（−５）〜ｈ．（＋５）をそれぞれ次の
ように分類する。

簡中のためにｈ，（−５）〜ｈ，（＋５）についてのみ
示すが，ｈ１，（−５）〜ｈｂ　　（＋５）についても
同様である。有意である成分として通信路インパルスレ
スポンスｈ．（−５）〜ｈ．（＋５）のうち等化器９で
等化できる長さ５の通信路インパルスレスポンスをｈ．
（ｊ）〜ｈ．（ｊ＋４）とするとｈ．（ｊ）〜ｈ，（ｊ
＋４）は次式を満足する。

Σ　　ｌｈ．　　（ｊ＋ｈ）　　ｌ　　２−ｍａｘ　（
Σ　　ｌ　ｈ．　　（ｉ＋ｈ）　　ｌ　　２　），　　
＝ｉｌ）（ｉ−　−５．−４，　　・・・．　　０．　
　１）このとき何意でない成分はｈ．（ｊ）〜ｈ．　　
（ｊ＋４）を除＜ｈ，（ｉ）である。これらの有意でな
い成分は等化器９で等化できない残留符号間干渉成分て
ある。

伝送路品質比較器１１では通信路特性選別回路７ａ，７
ｂからの各々の入力に基づいて有意である成分の電力α
ＣＸ　　ｌｈ．（ｉ＋ｈ）ｌ２）と有意でない成分の電
力βとの第１の比（Ｓ−α／β）と和（Ｐ一α＋β）及
び第２の比（Ｕ一α／（α＋β））を各々計算する。

ここで．等化能力以内の符号間干渉が生じている場合に
は，βは誤差成分と雑音成分で構成されるから大きな値
にならない。このため，Ｕ一α／（α＋β）はほぼ１に
等しくなる。逆に，等化能力を越える符号間干渉が生じ
た場合，βは誤差成分．雑音成分の他に残留符号間干渉
成分か生じてくるため，Ｕは等化能力以内の符号間干渉
か生じる場合と比較して小さい値になる。

各ブランチから得られる全てのＵか，しきい値入力端子
１２において設定されるしきい値Ｖを越えない場合は通
信路において等化能力を越えた符号間干渉が生じている
と判断しＳをブランチ選択基準に用い，また各ブランチ
のＵのうち一ってもしきい値入力端子１２において設定
されるしきい値Ｖを越えていればＰをブランチ選択基準
に用いる。

Ｓがブランチ選択基準となる場合，伝送路品質比較器１
１は第２のスイッチ１ｏに対して比較的大なＳを与える
通信路特性選別回路（７ａまたは７ｂ）からの出力を等
化器９に出力するように制御する。また伝送路品質比較
器１１は第１のスイッチ８に対して比較的大きなＳを与
える通信路特性選別回路（７ａまたは７ｂ）の受信系の
ＲＡＭ（５ａまたは５ｂ）に貯えられたディジタルデー
タを等化器９に入力するように制御する。等化器９は第
２のスイッチ１０からの入力を符号間干渉を与える通信
路インパルスレスポンスとしてとらえ．この入力に基づ
いて内部状態を設定する。

Ｐがブランチ選択基準となる場合，伝送路品質比較器１
１は第２のスイッチ１０に対して比較的大きなＰを与え
る通信路特性選別回路（７ａまたは７ｂ）からの出力を
等化器９に出力するように制御する。また伝送路品質比
較器１１は第１のスイッチ８に対して比較的大きなＰを
与える通信路特性選別回路（７ａまたは７ｂ）の受信系
のＲＡＭ（５ａ＊たは５ｂ）に貯えられたディジタルデ
ータを等化器９に入力するように制御する。等化器９は
第２のスイッチ１ｏがらの入カを符号間干渉を与える通
信路インパルスレスポンスとしてとらえ，この入力に基
づいて内部状態を設定する。

このように設定された等化器９では，スイッチ８からの
入力信号を等化して出力端子１ｏに出力する。この等化
器９の構成の一例として，ビタビアルゴリズムを用いた
最尤系列推定回路を用いることができる。この回路は第
６図のように構成できる。この回路は．ブランチメトリ
ック演算回路９２とビタビプロセッサ９３と状態遷移制
御回路９８とから構成される。長さ５の通信路インパル
スレスポンスに起因する符号間干渉を等化するとタビプ
ロセッサ９３のトレリス線図を第７図に示す。第７図に
おいて，時刻ｋにおける状態Ｓ　（ＳＯ，Ｓｌ，Ｓ２，
Ｓ３．ｋ）は，ｋ番目のシンボルに対して符号間干渉を
与えうる全ての送信シンボル系列ＳＯ，Ｓｌ，Ｓ２，Ｓ
３で定義される。

このため．時刻ｋ一時刻ｋ＋ｌにおける状態遷移は，５
つの送信シンボル系列ＴＯ，ＴＩ，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４で
定義できる。ここで．ＴＯ−Ｔ３は時刻ｋにおけるＳＯ
〜Ｓ３であり，Ｔｌ〜Ｔ４は時刻ｋ＋ｌにおけるＳＯ〜
Ｓ３である。例えば，Ｓ　（ＳＯ，Ｓｌ，Ｓ２，Ｓ３；
ｋ）−　（＋１，＋１，−１，−１）からＳ　（Ｓｏ，
Ｓｌ，Ｓ２，Ｓ３　；　ｋ＋１）−　（＋１．−１，−
１．＋１）への遷移は，（↑０，Ｔｌ，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ
４）−（＋１，＋１，−１，−１，＋１）で定義するこ
とかできる。一般に，ビタビプロセッサは，時刻ｋ一時
刻ｋ＋１に生じうる全ての可能な状態遷移に対応するブ
ランチメトリックに基づいて復調を行うものである（例
えば，ヘイズ（　Ｊ．Ｆ．　Ｈａｙｅｓ）“ザ・ビタビ
●アルゴリズム●アブライド・トウ・ディジタル・デー
タートランスミッション（Ｔｈｅ　Ｖｉｔｅｒｂｉ　Ａ
ｆｇｏｒｉｔｈｓ＾ｐｐｌｉｅｄ　Ｔｏ　Ｄｉｇｉｔａ
ｌＤａｔａＴｒａｎｓＩｌｉｓｓｉｏｎ）　　　アイ０
イー０イー０イ−　（ＩＥＥＥ）　，　コミュニケーシ
ョン争ソサエティ（Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｏ
ｃ１ｅｔｙ），　　１　９　７　５　，　Ｎｏ．１　３
　）。

第６図の等化器９において，全ての可能な状態遷移に対
するブランチメトリックは次のようにして求めることが
できる。まず，状態遷移制御回路９８は．起こりうる全
ての可能な状態遷移（ＴＯ，ＴＩ，Ｔ２，Ｔ３．Ｔ４）
　を順次１１Ｊし，ブランチメトリック演算回路９２と
とタビプロセッサ９３に求めるべき状態遷移に対応する
ブランチメトリックノ演算を開始させる。例えば．（Ｔ
Ｏ，Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４）として（＋１，　＋１．
１，−１，＋１）が出力された場合には，　　Ｓ　（Ｓ
Ｏ．Ｓｌ，Ｓ２，Ｓ３；ｋ）−　（＋１，＋１１，−１
）からＳ　（ＳＯ，Ｓｌ，Ｓ２，Ｓ３．ｋ十１）−　（
＋１，−１，−１，＋１）への遷移に対応するブランチ
メトリックを求めることを示す。

ブランチメトリック演算回路９２は，整合フィルタ９４
，ブランチメトリック固定成分演算回路９５とブランチ
メトリック合成回路９６で構成される。

状態遷移制御回路９８は，まず．通信路インパルスレス
ポンスによって定められるブランチメトリック成分を演
算するブランチメトリック固定成分演算回路９５とブラ
ンチメトリック合成回路９６とに（ＴＯ，ＴＩ，Ｔ２，
Ｔ３，Ｔ４）の組を出力する。ブランチメトリック固定
成分演算回路９５とブランチメトリック合成回路９６と
は，人力された（ＴＯ，ＴＩ，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４）に基
づく状態遷移に対応するブランチメトリックを演算し，
とタビプロセッサ９３に出力する。状態遷移制御回路９
８は．ビタビプロセッサ９３に対しても（ＴＯ，Ｔｌ，
Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４）を出力する。ビタビプロセッサ９３
は，ブランチメトリック合成回路９６から入力されるブ
ランチメトリックを状態遷移制御回路９８から入力され
る（ＴＯ，ＴＩ，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４）で規定される状態
遷移に対応するものとして入力し，ビタビアルゴリズム
に基づいて処理を行う。以上の操作を種々の状態遷移に
対して順次繰り返して，ビタビプロセッサ９３は，デー
タを判定して，出力端子１０に出力する。

整合フィルタ９４は，第８図のように５タップのトラン
スバーサル型フィルタで構成できる。トランスバーサル
型フィルタ９４は、この技術で知られているように、互
いに縦続接続された４つの遅延回路（Ｔ）１１３０〜１
１３３と、４つの乗算器１１２０〜１１２３と、５つの
タップ利得（係数）１１１５〜１１１９と、加算器１１
６０とを有する。データ信号は、入力端子１１０６を介
して縦続接続された遅延素子に供給され、５つの有為な
成分ｈ　（ｊ）〜ｈ（ｊ＋４）は，それぞれ、タップ利
得端子１１１０〜１１１４を介してタップ利得（Ｇ）１
１１５〜１１１９に供給される。タップ利得（Ｇ）は有
意な成分ｈ　（ｊ）〜ｈ（ｊ＋４）から時間反転された
共役複素成分ｈ（Ｊ）＊〜ｈ　（ｊ＋４）”を得る。時
間反転された共役複素成分は乗算器１１２０〜１１２３
に供給され、ディジタルデータ信号が掛けられ、乗算さ
れた信号を出力する。乗算された信号は加算器１１６０
で加算され、加算された信号ｚ　（ｋ）は出力端子１１
２５を介してブランチメトリック合成回路９６に送出さ
れる。

第９図を参照すると、ブランチメトリック固定成分演算
回路９５は，有意な成分ｈ（ｊ）〜ｈ（ｊ＋４）とそれ
らの共役複素成分ｈ（ｊ）”〜ｈ（ｊ＋４）”から次の
式に従って実成分ｒ（１）〜ｒ（４）を計算する演算回
路１２１を有する。

以下余臼 ０ ０ ０ ０ ０ Ｏ 白゛意な成分ｈ（ｊ）〜ｈ（ｊ＋４）は端子１２０を介
して演算回路１２１に供給される。計算された実成分ｒ
（１）〜ｒ（４）は一時的にレジスタ１２２に保持され
る。他のレジスタ１２７には、端子１２１０〜１２１３
を介して状態遷移制御回路９８からシンボル列ＴＯ，Ｔ
ｌ，Ｔ２，及びＴ３が供給される。レジスタ１２２内の
実成分ｒ（４）〜ｒ（１）とレジスタ１２７内のシンボ
ルＴＯ〜Ｔ４はそれぞれ乗算器１２３〜１２６で乗算さ
れる。乗算された信号は加算器１２７で和がとられ、結
果の和は乗算器１２９でレジスタ１２００内のＴ４が乗
算される。結果信号はブランチメトリック固定成分とし
て端子１２０１を介してブランチメトリック合成回路９
６に供給される。

すなわち、次の式（３）が乗算器１２３〜１２６，加算
器１２７，及び乗算器１２９によって実行される。

ｂ　　（Ｔｏ，ＴＩ，Ｔ２，Ｔ３．７４）３ 一　（　Σ　ｒ　　（４−ｋ）Ｔｋ）ＸＴ４　　　−（
３）ｋ−０ 従って、ブランチメトリック固定成分ｂ　（Ｔｏ，Ｔ１
，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４−）が得られる。但し，Ｔｋは＋１
もしくは−１の値をとる。

第１０図を参照すると、ブランチメトリック合成回路９
６は，端子１３２を介して状態遷移制御回路９８から供
給されるＴ４を保持するレジスタ１３４と、レジスタ１
３４内のＴ４に整合フィルタ９４からのフィルタ出力ｚ
　（ｋ）を掛ける乗算器１３５と、乗算器１３５からの
乗算された信号と端子１３１を介してブランチメトリッ
ク固定成分演算回路９５からブランチメトリック固定成
分ｂ　（ＴＯ，ＴＩ，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４）とを加算する
加算器１３６と、加算器１３６からの加算結果信号から
実成分を得るための実成分抽出回路１３７とを有する。

実成分抽出回路１３７は、抽出された実成分をブランチ
メトリック固定成分ｂ　（ＴＯ，ＴＩ，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ
４）として端子１３８を介してビタビプロセッサ９３へ
送出スる。

乗算器１３５及び加算器１３６による計算と実成分抽出
回路１３７による動作は次の式によって表される。

Ｂ　（ＴＯ，　ＴＩ，　Ｔ２，　Ｔ３，　Ｔ４）＝Ｒｅ
ａｌ　ｆＴ４　Ｘ　ｚ　　（ｋ）＋ｂ　　（ＴＯ，ＴＩ
，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４））　・・・（４）更に，本実施例
では扱う信号をバースト状として例示したが，一般に信
号がバースト状である必要はなく，連続信号中に定期的
に上述したトレーニング信号の入っているようなデータ
列の場合でも本発明を適用して同じ効果が得られる。

そこで一例として，各ブランチにおけるＵの値を計算し
，各ブランチから得られる全てのＵがある定められたし
きい値■を越えない場合は通信路において等化能力を越
えた符号間干渉が生じていると判断しＳをブランチ選択
基準に用い，また各ブランチのＵのうち一つでもしきい
値Ｖを越えていればＰをブランチ選択基準に用いる場合
についての２ブランチダイバーシティシステムのシミュ
レーションの結果を第１１図，第１３図に示す。

第１１図に示す例は通信路モデルとして３Ｔ　（Ｔは１
シンボル時間）だけ遅れた遅延波がある２波モデル（通
信路１）を用い，第１３図に示す例は通信路モデルとし
て第１２図に示した１２波モデル（通信路２）を用いた
。２波モデルは各波は同一の分散を有するレイリーフエ
ージングを受けていると仮定した。パラメータとして，
しきい値■を用いている。■を小さく設定することによ
って受信電力Ｐに基づくブランチ選択か起こりやすくな
るため，通信路１における受信特性か向上し，通信路２
における受信特性が劣化してくる。

有限長のトレーニング信号を用いる場合には，通信路の
状況に応じて異なるブランチ選択基準を用いることによ
って平均的な受信特性の向上か得られる。しきい値■を
適当な値に設定することによって最適化が図れる。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明によるダイバーシティ受信方
式は，従来のダイバーシティ技術では有効となり得ない
高速伝送を行うディジタル移動通信システムにおいて多
重路伝搬効果による選択性フェージングを克服する手段
として極めて有用である。

特に，等化器の等化能力以内の符号間干渉が生じる場合
にはＳ／Ｎ比が高いブランチ，等化能力を越えた符号間
干渉が生じる場合には残留符号間干渉が少ないブランチ
を適応的に選択することにより特性改善が得られる。

又，本方式は移動通信システムのみならず　固定通信シ
ステムに適用しても何等その有効性を損なうものではな
い。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図，第
２図は第１図における復調器３ａ，３ｂのブロック図，
第３図はトレーニング信号の例を示す図，第４図は第３
図のトレーニング信号の中心の１６ビットをリファレン
ス信号とした場合のリファレンス信号とトレーニング信
号との相関係数を示す図，第５図は第１図における通信
路特性推定器６ａ，６ｂのブロック図，第６図は第１図
における等化器９のブロック図，第７図は第６図におけ
るビタビプロセッサ９３のトレリス線図．第８図は第６
図における整合フィルタ９４のブロック図，第９図は第
６図におけるブランチメトリック固定成分演算回路９５
のブロック図，第１０図は第６図におけるブランチメト
リック合成回路９６のブロック図，第１１．１３図は本
発明によるダイバーシティシステムのシミュレーション
結果を示す図，第１２図は第１３図に示すシミュレーシ
ョンに用いた通信路モデルを示す図である。 ｌａ，ｌｂ・・・アンテナ、２ａ，２ｂ・・受信機（　
Ｒ　Ｘ　）　、３　ａ　，　　３　ｂ　・＝復調器（Ｄ
ＥＭ）　、４　ａ，４　ｂ−Ａ　／　Ｄ変換器、５　ａ
，５ｂ−・・ＲＡＭ，６　ａ，６ｂ・・・通信路特性推
定器、７ａ，７ｂ・・・通信路特性選別回路、８・・・
第１のスイッチ、９・・・等化器、１０・・・第２のス
イッチ、１１・・・伝送路品質比較器、１２・・・しき
い値入力端子。 第２図 ３ａ　，　３ｂ 第６図 等化訝のプロ・／ク図 −ｒ−　　−−Ｊ ９２ブランチメトリノク演算回路 第７図 第８図 第９図 第１０図 第１１図 ｌ２波モデルのソミュレーノヨン結果 Ｅｂ／Ｎｏ （ｄＢ） 第１２図 ＯＯ Ｔ ２丁 ３丁 ４Ｔ ５丁 ６Ｔ Ｒｅｌａｔｉｖｅ　Ｄｅｌａｙ　Ｔｉｍｅし 第１３図 ■ スレノンヨルド

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ディジタル無線通信システム内の送信機から多重バ
   スを介して伝送される、データ信号とトレーニング信号
   とを運ぶ無線信号を受信するために使用されるダイバー
   シティ受信方式において、入力信号を等化して、等化さ
   れた信号を出力する等化手段と、 複数の受信ブランチとを有し、上記受信ブランチの各々
   は、 上記無線信号を表す入力信号を受信し、それぞれ上記デ
   ータ信号と上記トレーニング信号とを表す受信データ信
   号と受信トレーニング信号とを有するディジタル受信信
   号を出力する受信手段と、上記受信手段に結合され、上
   記ディジタル受信信号を保持する保持手段と、 上記保持手段に結合され、上記受信トレーニング信号か
   ら上記多重バスの伝送特性を推定して推定された伝送特
   性を出力する推定手段と、 上記推定手段に結合され、上記推定された伝送特性を上
   記等化手段に意味のある有意な成分として残りの成分を
   有意でない成分として分類する分類手段とを有し、 上記受信ブランチの各々の上記分類手段に結合され、上
   記受信ブランチの各々に対して、上記有意な成分と上記
   有意でない成分の第１及び第２の電力（α及びβ）、上
   記第１及び第２の電力の第１の比（α／β）、上記第１
   及び第２の電力の和（α＋β）、及び上記第１の電力と
   上記和との第２の比（α／（α＋β））とを計算して、
   上記受信ブランチの各々に関する上記第１の比、上記第
   ２の比、及び上記和に応答して、上記受信ブランチの１
   つを選択されたブランチとして選択し、上記選択された
   ブランチを表す選択信号を出力するブランチ選択手段と
   、 上記受信ブランチの各々の上記保持手段、上記等化手段
   、及び上記ブランチ選択手段に結合され、上記選択信号
   に応答して上記選択されたブランチの上記保持手段を上
   記選択されたブランチとして上記等化手段に接続するよ
   うに切換え、上記選択された保持手段の上記受信データ
   信号を上記入力信号として上記等化手段へ送出す第１の
   切換え手段と、 上記受信ブランチの各々の上記分類手段、上記等化手段
   、及び上記ブランチ選択手段に結合され、上記選択信号
   に応答して上記選択されたブランチの上記分類手段を選
   択された分類手段として上記等化手段に接続するように
   切換え、上記選択された分類手段の上記有意な成分を上
   記等化手段へ送出する第２の切換え手段と、 を有し、上記等化手段は上記有意な成分によって上記入
   力信号を等化して上記等化された信号を上記ダイバーシ
   ティ受信方式の結果信号として出力するダイバーシティ
   受信方式。２、上記ブランチ選択手段は、上記受信ブラ
   ンチの各々における上記第２の比と予めセットされた基
   準値とを比較し、上記受信ブランチの各々における上記
   第２の比が上記基準値より小さいときに、上記受信ブラ
   ンチの各々における上記第１の比を互いに比較し、上記
   受信ブランチの各々における上記第１の比の大きい方を
   供給する上記受信ブランチの特定の１つを上記選択され
   たブランチとして選択する請求項１記載のダイバーシテ
   ィ受信方式。 ３、上記ブランチ選択手段は、上記受信ブランチの各々
   における上記第２の比のうち１つでも上記基準値より大
   きいときに、上記受信ブランチの各々における上記和を
   互いに比較し、上記受信ブランチの各々における上記和
   の大きい方を供給する上記受信ブランチの特定の１つを
   上記選択されたブランチとして選択する請求項２記載の
   ダイバーシティ受信方式。 ４、上記トレーニング信号は予め定められた第１の数の
   シンボルのシンボル列を有し、上記推定手段は、 上記保持手段に結合され、上記保持手段からの上記受信
   トレーニング信号をシフトして第２の数の遅延したシン
   ボル信号の集合を出力する予め定められた第２の数の段
   のシフトレジスタ手段と、上記保持手段に結合され、上
   記受信トレーニング信号の中央点で上記予め定められた
   第２の数のシンボルを保持されたシンボルとして保持す
   るレジスタ手段と、 上記シフトレジスタ手段と上記レジスタ手段とに結合さ
   れ、上記遅延したシンボル信号と上記保持されたシンボ
   ルとをそれぞれ乗算して乗算された信号を出力する乗算
   器と、 上記乗算器に結合され、上記乗算された信号を加算して
   加算された信号を上記伝送特性として出力する加算器と を有する請求項１記載のダイバーシティ受信方式。 ５、上記等化手段は、 全ての可能な状態遷移を状態遷移信号として出力する状
   態遷移制御手段と、 上記第１及び上記第２の切換え手段と上記状態遷移制御
   手段とに結合され、上記状態遷移信号に応答して、上記
   第１の切換え手段を介して供給される上記入力信号と上
   記第２の切換え手段を介して上記選択されたブランチの
   上記分類手段からの上記有意な成分とから上記全ての可
   能な状態遷移の望ましい１つのブランチメトリックを計
   算するブランチメトリック演算手段と、 上記状態遷移制御手段と上記ブランチメトリック演算手
   段とに結合され、上記状態遷移信号に応答して、ビタビ
   アルゴリズムに従って上記ブランチメトリックを処理し
   処理された信号を上記結果信号として出力するビタビ処
   理手段と を有する請求項１記載のダイバーシティ受信方式。 ６、上記ブランチメトリック演算手段は、 上記第１の切換え手段と上記第２の切換え手段とに結合
   され、上記有意な成分に従って上記入力信号を処理し、
   フィルタされた信号を出力する整合フィルタと、 上記第２の切換え手段と上記状態遷移制御手段とに結合
   され、上記有意な成分と上記状態遷移信号とに応答して
   、上記ブランチメトリックの固定成分を計算するブラン
   チメトリック固定成分演算手段と、 上記整合フィルタ、上記ブランチメトリック固定成分演
   算手段、及び上記状態遷移制御手段に結合され、上記フ
   ィルタされた信号、上記ブランチメトリックの上記固定
   成分、及び上記状態遷移信号を合成して上記ブランチメ
   トリックを出力するブランチメトリック合成手段と を有する請求項５記載のダイバーシティ受信方式。 ７、上記整合フィルタは上記有意な成分によって決定さ
   れたタップ利得をもつトランスバーサルフィルタである
   請求項６記載のダイバーシティ受信方式。 ８、上記ブランチメトリック固定成分演算手段は、 上記第２の切換え手段に結合され、上記有意な成分と上
   記有意な成分の共役複素成分とから実成分とを計算する
   演算手段と、 上記演算手段に結合され、上記実成分を一時的に保持す
   る第１のレジスタ手段と、 上記状態遷移制御手段に結合され、上記状態遷移信号を
   一時的に保持する第２のレジスタ手段と、上記第１及び
   上記第２のレジスタ手段に結合され、上記実成分に上記
   状態遷移信号を掛け、第１の乗算された信号を出力する
   第１の乗算器と、上記第１の乗算器に結合され、上記第
   １の乗算された信号を加算して加算された信号を出力す
   る加算器と、 上記加算器と上記第２のレジスタ手段とに結合され、上
   記加算された信号に上記状態遷移信号の１つを掛けて第
   ２の乗算された信号を上記ブランチメトリックの上記固
   定成分として出力する第２の乗算器と を有する請求項６記載のダイバーシティ受信方式。 ９、上記ブランチメトリック合成手段は、 上記状態遷移制御手段に結合され、上記状態遷移信号を
   一時的に保持するレジスタ手段と、上記整合フィルタと
   上記レジスタ手段と結合され、フィルタされた信号に上
   記状態遷移信号を掛けて乗算された信号を出力する乗算
   器と、 上記ブランチメトリック固定成分演算手段と上記乗算器
   とに結合され、上記ブランチメトリックの上記固定成分
   と上記乗算された信号とを加算して加算された信号を出
   力する加算器と、 上記加算器に結合され、上記加算された信号から実部を
   得て、実部信号を上記ブランチメトリックとして出力す
   る実部抽出手段と を有する請求項６記載のダイバーシティ受信方式。