JPH03215166A - 電圧共振型スイッチング電源装置 - Google Patents
電圧共振型スイッチング電源装置Info
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- JPH03215166A JPH03215166A JP1104190A JP1104190A JPH03215166A JP H03215166 A JPH03215166 A JP H03215166A JP 1104190 A JP1104190 A JP 1104190A JP 1104190 A JP1104190 A JP 1104190A JP H03215166 A JPH03215166 A JP H03215166A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 56
- 238000004804 winding Methods 0.000 abstract description 16
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 239000003985 ceramic capacitor Substances 0.000 description 1
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- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチン
グ電源装置に関する。
グ電源装置に関する。
［従来の技術］
トランスとスイッチング素子とを直列に接続し、スイッ
チング素子をオン・オフ制御することによってトランス
の２次側に交流を発生させ、これを整流することによっ
て直流出力を得るスイッチングレギュレー夕において、
トランスのインダクタンスに共振するコンデンサをトラ
ンスに接続又は結合し、共振作用によってスイッチング
素子の電圧が零になった時にスイッチング素子をオン制
御する方式は電圧共振型コンバータとして公知である。
チング素子をオン・オフ制御することによってトランス
の２次側に交流を発生させ、これを整流することによっ
て直流出力を得るスイッチングレギュレー夕において、
トランスのインダクタンスに共振するコンデンサをトラ
ンスに接続又は結合し、共振作用によってスイッチング
素子の電圧が零になった時にスイッチング素子をオン制
御する方式は電圧共振型コンバータとして公知である。
［発明が解決しようとする課題］
ところで、電圧共振型コンバータのオフ期間はトランス
のインダクタンスと共振用コンデンサの容量とに基づい
て必然的に決定され、ほぼ一定であるので、出力電圧を
制御するためにはオン時間幅を変えることが必要であっ
た。しかし、オン時間幅のみを大幅に変えると、所望の
共振状態を安定的に得ることが困難になる。また、スイ
ッチング素子のオン・オフ周期か変化する．また、共振
型コンバータの場合には従来の矩形波のコンバータより
もスイッチング素子に加わる電圧の最大振幅値が大きく
なる。
のインダクタンスと共振用コンデンサの容量とに基づい
て必然的に決定され、ほぼ一定であるので、出力電圧を
制御するためにはオン時間幅を変えることが必要であっ
た。しかし、オン時間幅のみを大幅に変えると、所望の
共振状態を安定的に得ることが困難になる。また、スイ
ッチング素子のオン・オフ周期か変化する．また、共振
型コンバータの場合には従来の矩形波のコンバータより
もスイッチング素子に加わる電圧の最大振幅値が大きく
なる。
そこで、本発明の目的は、オフ期間を容易に変えること
ができる電圧共振型スイッチング電源装置を提供するこ
とにある． ［課題を解決するための手段コ 上記目的を達成するための本発明は、直流電源と、前記
直流電源の一端と他端との間に接続されたトランスと、
第１及び第２の主端子と制御端子とを有し、前記第１の
主端子が前記トランスを介して前記直流電源の一端に接
続され、前記第２の主端子が前記直流電源の他端に接続
されているスイッチング素子と、前記トランスに結合さ
れた出力回路と、前記トランスのインダクタンスと共振
するように前記トランスに対して接続又は結合された可
変容量コンデンサと、前記可変容量コンデンサの容量を
変えるためにバイアス電圧又は制御電圧を前記可変容量
コンデンサに与える回路と、前記スイッチング素子の前
記第１の主端子と前記第２の主端子との間の電圧かオフ
期間に零又はこの近傍になる時点を検出して前記スイッ
チング素子の前記制御端子にオン制御信号を与える制御
回路とを備えていることを特徴とするスイッチング電源
装置に係わるものである． また、請求項２に示すように、スイッチング素子のオン
時間幅を一定にすることができる。
ができる電圧共振型スイッチング電源装置を提供するこ
とにある． ［課題を解決するための手段コ 上記目的を達成するための本発明は、直流電源と、前記
直流電源の一端と他端との間に接続されたトランスと、
第１及び第２の主端子と制御端子とを有し、前記第１の
主端子が前記トランスを介して前記直流電源の一端に接
続され、前記第２の主端子が前記直流電源の他端に接続
されているスイッチング素子と、前記トランスに結合さ
れた出力回路と、前記トランスのインダクタンスと共振
するように前記トランスに対して接続又は結合された可
変容量コンデンサと、前記可変容量コンデンサの容量を
変えるためにバイアス電圧又は制御電圧を前記可変容量
コンデンサに与える回路と、前記スイッチング素子の前
記第１の主端子と前記第２の主端子との間の電圧かオフ
期間に零又はこの近傍になる時点を検出して前記スイッ
チング素子の前記制御端子にオン制御信号を与える制御
回路とを備えていることを特徴とするスイッチング電源
装置に係わるものである． また、請求項２に示すように、スイッチング素子のオン
時間幅を一定にすることができる。
また、請求項３に示すように、スイッチング素子のオン
・オフ周期を一定にすることができる。
・オフ周期を一定にすることができる。
Ｅ作 用］
本発明に係わる可変容量コンデンサは、トランスのイン
ダクタンスと共振回路を形成する．なお、必要に応じて
可変容量コンデンサとは別に接続された固定の共振用コ
ンデンサ又はトランス等の漂遊容量を伴なって共振回路
を作ってもよい。可変容量コンデンサの制ｌｌ電圧又は
バイアス電圧を変えると可変容量コンデンサの容量値が
変化し、共振周波数も変化する．従って、スイッチング
素子のオフ期間の制御が可能になる．可変容量コンデン
サの両端子間に加わる電圧か小さくなるに従って容量が
大きくなる形式の可変容量ダイオード等の可変容量コン
テンサが使用され、且つトランスの電圧と可変バイアス
電圧源の電圧との差の電圧が可変容量コンデンサの両端
子間に印加されるように横成されている場合には、オフ
期間に共振電圧の振幅が高くなるにつれて可変容量コン
デンサの容量が大きくなり、スイッチング素子の両端子
間に加わる電圧の最大値が抑制される。
ダクタンスと共振回路を形成する．なお、必要に応じて
可変容量コンデンサとは別に接続された固定の共振用コ
ンデンサ又はトランス等の漂遊容量を伴なって共振回路
を作ってもよい。可変容量コンデンサの制ｌｌ電圧又は
バイアス電圧を変えると可変容量コンデンサの容量値が
変化し、共振周波数も変化する．従って、スイッチング
素子のオフ期間の制御が可能になる．可変容量コンデン
サの両端子間に加わる電圧か小さくなるに従って容量が
大きくなる形式の可変容量ダイオード等の可変容量コン
テンサが使用され、且つトランスの電圧と可変バイアス
電圧源の電圧との差の電圧が可変容量コンデンサの両端
子間に印加されるように横成されている場合には、オフ
期間に共振電圧の振幅が高くなるにつれて可変容量コン
デンサの容量が大きくなり、スイッチング素子の両端子
間に加わる電圧の最大値が抑制される。
請求項２に示すように、スイッチング素子のオン時間幅
を一定にすれば、共振条件を満足させながら広範囲に電
圧制御を行うことができる。
を一定にすれば、共振条件を満足させながら広範囲に電
圧制御を行うことができる。
請求項３に示すように、スイッチング素子のオン・オフ
周期を一定にしてオフ期間を変えれば、ノイズ対策等が
容易になる． ［第１の実施例コ 次に、第１図〜第４図を参照して本発明の第１の実施例
に係わる電圧共振型スイッチング電源装１を説明する。
周期を一定にしてオフ期間を変えれば、ノイズ対策等が
容易になる． ［第１の実施例コ 次に、第１図〜第４図を参照して本発明の第１の実施例
に係わる電圧共振型スイッチング電源装１を説明する。
このスイッチング電源装置の直流電源１は交流電源端子
２に接続された全波整流器３と平滑用コンデンサ４とか
ら成る。直流電源１の一端と他端（グランド端子）との
間には高周波トランス５の１次巻線６を介して絶縁ゲー
ト型電界効果トランジスタから成るスイッチング素子７
が！＃続されている。スイッチング素子７の制御電極（
ゲート電極》は制御回路８に接続されている．トランス
５の２次巻線９は、ダイオード１０、１１とリアクトル
１２とコンデンサ１３とから成る出力整流平滑回路１４
を介して直流出力端子１５、１６に接続されている．一
対の出力端子１５、１６間には負荷１７が接続されてい
る．スイッチング素子７に対して逆向きの電流を流すた
めにこれに並列にダイオード１８が接続されている。こ
の例では、スイッチング素子７がサブストレートをソー
スに接続したＮチャンネル絶縁ゲート型電界効果トラン
ジスタであるので、ダイオードを内蔵している．従って
、ダイオード１８を外部接続することが不要であるが、
理解を容易にするために独立に示されている。
２に接続された全波整流器３と平滑用コンデンサ４とか
ら成る。直流電源１の一端と他端（グランド端子）との
間には高周波トランス５の１次巻線６を介して絶縁ゲー
ト型電界効果トランジスタから成るスイッチング素子７
が！＃続されている。スイッチング素子７の制御電極（
ゲート電極》は制御回路８に接続されている．トランス
５の２次巻線９は、ダイオード１０、１１とリアクトル
１２とコンデンサ１３とから成る出力整流平滑回路１４
を介して直流出力端子１５、１６に接続されている．一
対の出力端子１５、１６間には負荷１７が接続されてい
る．スイッチング素子７に対して逆向きの電流を流すた
めにこれに並列にダイオード１８が接続されている。こ
の例では、スイッチング素子７がサブストレートをソー
スに接続したＮチャンネル絶縁ゲート型電界効果トラン
ジスタであるので、ダイオードを内蔵している．従って
、ダイオード１８を外部接続することが不要であるが、
理解を容易にするために独立に示されている。
トランス５の１次巻線６のインタクタンスと共振回路を
形成するために、１次巻線６に並列に共振用コンデンサ
１９か接続されている。更に、ＬＣ共振回路におけるＣ
の値を変えるために、１次巻線６に並列に可変容量ダイ
オードから成る可変容量コ・ンデンサ２０か接続され、
ここに逆バイアス電圧を与えるための可変バイアス電圧
源２１が接続されている。この可変バイアス電圧源２１
は可変容量コンデンサ２０に直列に接続されているので
、可変バイアス電圧源２１の電圧から１次巻線６の電圧
を差し引いた電圧値が可変容量コンデンサ２０の実際の
逆バイアス電圧値となる．可変バイアス電圧源２１はバ
イアス制御回路２２によって制御され、種々のバイアス
値を可変容量コンデンサ２０に与える．バイアス制御回
路２２は出力端子１５に接続されており、出力電圧を一
定にするようにバイアス電圧を制御する．この例では、
出力電圧が高くなった時にバイアス電圧か低くなるよう
に可変バイアス電圧源２１をバイアス制御回路２２が制
御する。
形成するために、１次巻線６に並列に共振用コンデンサ
１９か接続されている。更に、ＬＣ共振回路におけるＣ
の値を変えるために、１次巻線６に並列に可変容量ダイ
オードから成る可変容量コ・ンデンサ２０か接続され、
ここに逆バイアス電圧を与えるための可変バイアス電圧
源２１が接続されている。この可変バイアス電圧源２１
は可変容量コンデンサ２０に直列に接続されているので
、可変バイアス電圧源２１の電圧から１次巻線６の電圧
を差し引いた電圧値が可変容量コンデンサ２０の実際の
逆バイアス電圧値となる．可変バイアス電圧源２１はバ
イアス制御回路２２によって制御され、種々のバイアス
値を可変容量コンデンサ２０に与える．バイアス制御回
路２２は出力端子１５に接続されており、出力電圧を一
定にするようにバイアス電圧を制御する．この例では、
出力電圧が高くなった時にバイアス電圧か低くなるよう
に可変バイアス電圧源２１をバイアス制御回路２２が制
御する。
第２図は第１図のスイッチ制御回路８を原理的に示す。
スイッチ制御回路８は、スイッチング素子７のオフ期間
に共振に基づいてスイッチング素子７の両端子間に印加
される電圧が零になる時点を検出するための零点検出回
路２３と、この零点検出回路２３から得られる零点検出
信号に応答して一定時間幅のパルスを発生するタイマ２
４と、スイッチング素子７のゲートに接続された駆動回
路２５とから成る． 次に、第１図及び第２図の回路の動作を第３図及び第４
図を参照して説明する．スイッチング素子７のオン期間
においては、電源１と１次巻線６とスイッチング素子７
とから成る閉回路に電流が流れ、２次巻線９に電圧が発
生し、この電圧が整流平滑されて負荷１７に与えられる
． 第４図のｔ１時点でスイッチング素子７をオフにすれば
、１次巻線６のインダクタンスに蓄積されたエネルギに
基づくフライバック電圧が発生する．この時、１次巻線
６のインダクタンスＬとコンデンサ１９の要領Ｃ１と可
変容量コンデンサ２０の容量Ｃ２に基づ＜ＬＣ電圧共振
回路が形成されているで、この電圧共振回路における電
圧変化に対応してスイッチング素子７の両端子間電圧が
変化する．即ち、共振用コンデンサ１９が平滑用コンデ
ンサ４を介してスイッチング素子７に並列に接続された
状態にあるので、共振用コンデンサｌ９の電圧変化に対
応してスイッチング素子７の電圧も変化する．スイッチ
ング素子７の両端電圧（ドレイン・ソース間電圧）を示
す第４図（Ａ）において、実線は可変バイアス電圧源２
１の電圧が大きいなめに可変容量コンデンサ２０の容量
Ｃ２が小さい時の電圧を示し、点線は可変バイアス電圧
源２１の電圧が小さいために可変容量コンデンサ２０の
容量Ｃ２が大きい時の電圧を示す．オフ期間においては
、共振動作によって正弦波又はこれに近い波形の電圧が
スイッチング素子７に加わる。第２図の零点検出回路２
３がスイッチング素子７の電圧が零又はこの近傍になっ
たことを第４図のｔ２時点で検出すると、第２図（Ｂ）
に示すトリガパルスが発生し、タイマ２４がトリガされ
、一定時間幅Ｔ１のパルスを第４図（Ｃ）に示すように
発生する。そして、これか駆動回路２５を介してスイッ
チング素子７にオン制御信号として印加される，ｔ３で
オン期間が終了すると再びオフ期間になり、共振に基づ
く電圧′がスイッチング素子７に加わる． 今、出力電圧が所定値よりも高くなったとすれば、可変
バイアス電圧源２１の電圧が低くなるように制御される
．この結果、オフ期間に可変容量コンデンサ２０に加わ
る逆バイアス電圧値が低下し、可変容量コンデンサ２０
の容量Ｃ２が大きくなる。なお、可変容量コンデンサ２
０のバイアス電圧と容量との関係は第３図に示す通りで
ある．可変容量コンデンサ２０の容量Ｃ２が大きくなれ
ば、共振周波数が低下し、スイッチング素子７のオフ期
間が長くなる。この実施例ではオン期間Ｔ１が一定であ
るので、結局、デューティ比が小さくなり、出力電圧が
低下する， 共振電圧は正弦波又はこれに近似した波形であるので、
可変容量コンデンサ２０の逆バイアス電圧値は、１つの
オフ期間の中で変化する．即ち、オフ期間の立上り伸域
と立下り領域においては可変バイアス電圧源２１の値か
ら共振電圧を差し引いた値から成る逆バイアス電圧が大
きいので容量Ｃ２が小さく、中央領域においては逆バイ
アス電圧が小さいので容量Ｃ２が大きくなる．従って、
可変容量コンデンサ２０を設けることによって共振電圧
の最大値近傍が他の部分よりも圧縮された波形となり、
スイッチング素子７に加わる電圧の最大値が従来に比べ
て低下する。
に共振に基づいてスイッチング素子７の両端子間に印加
される電圧が零になる時点を検出するための零点検出回
路２３と、この零点検出回路２３から得られる零点検出
信号に応答して一定時間幅のパルスを発生するタイマ２
４と、スイッチング素子７のゲートに接続された駆動回
路２５とから成る． 次に、第１図及び第２図の回路の動作を第３図及び第４
図を参照して説明する．スイッチング素子７のオン期間
においては、電源１と１次巻線６とスイッチング素子７
とから成る閉回路に電流が流れ、２次巻線９に電圧が発
生し、この電圧が整流平滑されて負荷１７に与えられる
． 第４図のｔ１時点でスイッチング素子７をオフにすれば
、１次巻線６のインダクタンスに蓄積されたエネルギに
基づくフライバック電圧が発生する．この時、１次巻線
６のインダクタンスＬとコンデンサ１９の要領Ｃ１と可
変容量コンデンサ２０の容量Ｃ２に基づ＜ＬＣ電圧共振
回路が形成されているで、この電圧共振回路における電
圧変化に対応してスイッチング素子７の両端子間電圧が
変化する．即ち、共振用コンデンサ１９が平滑用コンデ
ンサ４を介してスイッチング素子７に並列に接続された
状態にあるので、共振用コンデンサｌ９の電圧変化に対
応してスイッチング素子７の電圧も変化する．スイッチ
ング素子７の両端電圧（ドレイン・ソース間電圧）を示
す第４図（Ａ）において、実線は可変バイアス電圧源２
１の電圧が大きいなめに可変容量コンデンサ２０の容量
Ｃ２が小さい時の電圧を示し、点線は可変バイアス電圧
源２１の電圧が小さいために可変容量コンデンサ２０の
容量Ｃ２が大きい時の電圧を示す．オフ期間においては
、共振動作によって正弦波又はこれに近い波形の電圧が
スイッチング素子７に加わる。第２図の零点検出回路２
３がスイッチング素子７の電圧が零又はこの近傍になっ
たことを第４図のｔ２時点で検出すると、第２図（Ｂ）
に示すトリガパルスが発生し、タイマ２４がトリガされ
、一定時間幅Ｔ１のパルスを第４図（Ｃ）に示すように
発生する。そして、これか駆動回路２５を介してスイッ
チング素子７にオン制御信号として印加される，ｔ３で
オン期間が終了すると再びオフ期間になり、共振に基づ
く電圧′がスイッチング素子７に加わる． 今、出力電圧が所定値よりも高くなったとすれば、可変
バイアス電圧源２１の電圧が低くなるように制御される
．この結果、オフ期間に可変容量コンデンサ２０に加わ
る逆バイアス電圧値が低下し、可変容量コンデンサ２０
の容量Ｃ２が大きくなる。なお、可変容量コンデンサ２
０のバイアス電圧と容量との関係は第３図に示す通りで
ある．可変容量コンデンサ２０の容量Ｃ２が大きくなれ
ば、共振周波数が低下し、スイッチング素子７のオフ期
間が長くなる。この実施例ではオン期間Ｔ１が一定であ
るので、結局、デューティ比が小さくなり、出力電圧が
低下する， 共振電圧は正弦波又はこれに近似した波形であるので、
可変容量コンデンサ２０の逆バイアス電圧値は、１つの
オフ期間の中で変化する．即ち、オフ期間の立上り伸域
と立下り領域においては可変バイアス電圧源２１の値か
ら共振電圧を差し引いた値から成る逆バイアス電圧が大
きいので容量Ｃ２が小さく、中央領域においては逆バイ
アス電圧が小さいので容量Ｃ２が大きくなる．従って、
可変容量コンデンサ２０を設けることによって共振電圧
の最大値近傍が他の部分よりも圧縮された波形となり、
スイッチング素子７に加わる電圧の最大値が従来に比べ
て低下する。
この実施例の電圧共振型スイッチング電源装置は、オン
期間が一定に保たれているので、共振条件を満足させな
がら電圧制御を広範囲に行うことができるという特長を
有する． ［第２の実施例］ 次に、第５図を参照して本発明の第２の実施例の電圧共
振型スイッチング電源装置を説明する６但し、第５図に
おいて、第１図と共通する部分には同一の符号を付して
その説明を省略する。この実施例では、可変容量コンデ
ンサ２０がトランス５の３次巻線３０を介して設けられ
ている。第５図によってもＬＣ共振回路か第１図と同様
に形成され、可変容量コンデンサ２０の容量を変えるこ
とによって共振周波数が変化し、スイッチング素子７の
オフ期間が変化する。
期間が一定に保たれているので、共振条件を満足させな
がら電圧制御を広範囲に行うことができるという特長を
有する． ［第２の実施例］ 次に、第５図を参照して本発明の第２の実施例の電圧共
振型スイッチング電源装置を説明する６但し、第５図に
おいて、第１図と共通する部分には同一の符号を付して
その説明を省略する。この実施例では、可変容量コンデ
ンサ２０がトランス５の３次巻線３０を介して設けられ
ている。第５図によってもＬＣ共振回路か第１図と同様
に形成され、可変容量コンデンサ２０の容量を変えるこ
とによって共振周波数が変化し、スイッチング素子７の
オフ期間が変化する。
［第３の実施例］
第６図及び第７図は第３の実施例のスイッチ制御回路８
ａを示す。第３の実施例のスイッチング電源装置の主回
路の構成は第１図と同一であるので、図示が省略されて
いる。スイッチング素子７に接続された零点検出回路２
３は第２図と同一構成であり、第７図（Ｃ）に示すトリ
ガバルスを発生する．フリップ７ロップ３１は第７図（
Ｃ）のトリガバルスでセットされ、クロックパルス発生
回路３２から発生する第７図（Ａ）の一定周期のクロッ
クパルスでリセットされ、ｔ２〜ｔ３期間のパルスを発
生する．第７図（Ｄ）のパルスは駆動回路２５を介して
スイッチング素子７に加わり、これがオンになる。第７
図（Ｂ）のｔ１〜ｔ２期間の共振動作は第４図と同一で
あり、スイッチング素子７に正弦波はこれに近似の電圧
が加わる。
ａを示す。第３の実施例のスイッチング電源装置の主回
路の構成は第１図と同一であるので、図示が省略されて
いる。スイッチング素子７に接続された零点検出回路２
３は第２図と同一構成であり、第７図（Ｃ）に示すトリ
ガバルスを発生する．フリップ７ロップ３１は第７図（
Ｃ）のトリガバルスでセットされ、クロックパルス発生
回路３２から発生する第７図（Ａ）の一定周期のクロッ
クパルスでリセットされ、ｔ２〜ｔ３期間のパルスを発
生する．第７図（Ｄ）のパルスは駆動回路２５を介して
スイッチング素子７に加わり、これがオンになる。第７
図（Ｂ）のｔ１〜ｔ２期間の共振動作は第４図と同一で
あり、スイッチング素子７に正弦波はこれに近似の電圧
が加わる。
この実施例はスイッチング素子７のオン・オフ周期か一
定であるという特長を有する． ［変形例］ 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば
次の変形が可能なものである。
定であるという特長を有する． ［変形例］ 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば
次の変形が可能なものである。
（１） 第１図で破線で示すように共振用コンデンサ１
９をスイッチング素子７に並列に接続することができる
。また、２次巻線９に共振用コンデンサ１９を接続する
ことができる。要するに、１次巻線６のインダクタンス
と共振回路を形成することが可能であれば、共振用コン
デンサ１９をどこに接続してもよい。
９をスイッチング素子７に並列に接続することができる
。また、２次巻線９に共振用コンデンサ１９を接続する
ことができる。要するに、１次巻線６のインダクタンス
と共振回路を形成することが可能であれば、共振用コン
デンサ１９をどこに接続してもよい。
（２） １次巻線６等の漂遊容量を共振用コンデンサ１
９の代りとし、共振用コンデンサ１９を省くことができ
る．また、可変容量コンデンサ２０のみで必要な共振用
の容量を得ることができる時も、コンデンサ１９を省く
ことができる。
９の代りとし、共振用コンデンサ１９を省くことができ
る．また、可変容量コンデンサ２０のみで必要な共振用
の容量を得ることができる時も、コンデンサ１９を省く
ことができる。
（３） 可変容量コンデンサ２０を、第８図に示すよう
に、一対のｔ極４１、４２の間に制御電極４３を設けた
形式の可変容量積層セラミックコンデンサとすることが
できる。この場合、制御電極４３の直流電圧値を変える
と、一対のｔ［！４１、４２間の容量が変化する． 《４》 ダイオード１８を除いてスイッチング素子７に
方向性を与えるように直列にダイオードを接続すること
ができる． ［発明の効果］ 上述のように本発明によれば、オフ期間を容易に変えて
電圧制御を行うことが可能になる．
に、一対のｔ極４１、４２の間に制御電極４３を設けた
形式の可変容量積層セラミックコンデンサとすることが
できる。この場合、制御電極４３の直流電圧値を変える
と、一対のｔ［！４１、４２間の容量が変化する． 《４》 ダイオード１８を除いてスイッチング素子７に
方向性を与えるように直列にダイオードを接続すること
ができる． ［発明の効果］ 上述のように本発明によれば、オフ期間を容易に変えて
電圧制御を行うことが可能になる．
第１図は本発明の第１の実施例の電圧共振型スイッチン
グ電源装置を示す回路図、 第２図は第１図のスイッチ制御回路を示すブロック図、 第３図は可変容量コンデンサのバイアスと容量の関係を
示す図、 第４図は第２図の各部の状態を示す波形図、第５図は第
２の実施例の電圧共振型スイッチング電源装置を示す回
路図、 第６図は第３の実施例のスイッチ制御回路を示すブロッ
ク図、 第７図は第６図の各部の状態を示す波形図、第８図は別
の可変容量コンデンサを示す原理図である． １・・・電源、５・・・トランス、６・・・１次巻線、
７・・・スイッチング素子、８・・・制御回路、１９・
・・共振用コンデンサ、２０・・・可変容量コンデンサ
、２１・・・可変バイアス電圧源．
グ電源装置を示す回路図、 第２図は第１図のスイッチ制御回路を示すブロック図、 第３図は可変容量コンデンサのバイアスと容量の関係を
示す図、 第４図は第２図の各部の状態を示す波形図、第５図は第
２の実施例の電圧共振型スイッチング電源装置を示す回
路図、 第６図は第３の実施例のスイッチ制御回路を示すブロッ
ク図、 第７図は第６図の各部の状態を示す波形図、第８図は別
の可変容量コンデンサを示す原理図である． １・・・電源、５・・・トランス、６・・・１次巻線、
７・・・スイッチング素子、８・・・制御回路、１９・
・・共振用コンデンサ、２０・・・可変容量コンデンサ
、２１・・・可変バイアス電圧源．
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 ［１］直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間に接続されたトランス
と、 第１及び第２の主端子と制御端子とを有し、前記第１の
主端子が前記トランスを介して前記直流電源の一端に接
続され、前記第２の主端子が前記直流電源の他端に接続
されているスイッチング素子と、 前記トランスに結合された出力回路と、 前記トランスのインダクタンスと共振するように前記ト
ランスに対して接続又は結合されな可変容量コンデンサ
と、 前記可変容量コンデンサの容量を変えるためにバイアス
電圧又は制御電圧を前記可変容量コンデンサに与える回
路と、 前記スイッチング素子の前記第１の主端子と前記第２の
主端子との間の電圧がオフ期間に零又はこの近傍になる
時点で前記スイッチング素子の前記制御端子にオン制御
信号を与える制御回路とを備えていることを特徴とする
スイッチング電源装置。 ［２］前記制御回路は、前記スイッチング素子のオン期
間を一定に保つように前記スイッチング素子を制御する
回路であることを特徴とする請求項１記載の電圧共振型
スイッチング電源装置。 ［３］前記制御回路は、前記スイッチング素子のオン・
オフ周期を一定に保つように前記スイッチング素子を制
御する回路であることを特徴とする請求項１記載の電圧
共振型スイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2011041A JPH0832170B2 (ja) | 1990-01-19 | 1990-01-19 | 電圧共振型スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2011041A JPH0832170B2 (ja) | 1990-01-19 | 1990-01-19 | 電圧共振型スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03215166A true JPH03215166A (ja) | 1991-09-20 |
| JPH0832170B2 JPH0832170B2 (ja) | 1996-03-27 |
Family
ID=11766969
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2011041A Expired - Lifetime JPH0832170B2 (ja) | 1990-01-19 | 1990-01-19 | 電圧共振型スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0832170B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2779401A2 (en) | 2013-03-15 | 2014-09-17 | Hitachi, Ltd. | DC Power Supply |
| US10069427B2 (en) | 2016-04-06 | 2018-09-04 | Fuji Electric Co., Ltd. | Switching power supply apparatus |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5944177A (ja) * | 1982-09-06 | 1984-03-12 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高圧安定化装置 |
| JPS63228967A (ja) * | 1987-03-18 | 1988-09-22 | Nippon Chemicon Corp | 共振型スイツチング電源 |
-
1990
- 1990-01-19 JP JP2011041A patent/JPH0832170B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5944177A (ja) * | 1982-09-06 | 1984-03-12 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高圧安定化装置 |
| JPS63228967A (ja) * | 1987-03-18 | 1988-09-22 | Nippon Chemicon Corp | 共振型スイツチング電源 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2779401A2 (en) | 2013-03-15 | 2014-09-17 | Hitachi, Ltd. | DC Power Supply |
| US10069427B2 (en) | 2016-04-06 | 2018-09-04 | Fuji Electric Co., Ltd. | Switching power supply apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0832170B2 (ja) | 1996-03-27 |
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