JPH03244210A - ディジタルフィルタ回路および送受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ｅ産業上の利用分野〕 本発明は、音声伝送あるいは画像伝送などに利用される
ディジタルフィルタ回路およ乙（そのディジタルフィル
タ回路を用いた送受信装置に関するものである。

〔概要：・ 本発明は、入力信号をディジタルフィルタを用いて帯域
分割を行って符号化し伝送する方式において、 帯域分割におけるフィルタ処理を一方については原信号
と他方のフィルタ処理信号との差分信号とすることによ
って、 フィルタ数を少なくするとともに、フィルタ設計を容易
にできるようにす・るものである。

〔従来の技術〕

近年、画像信号あるいは音声信号の高能率符号化方法と
して、入力信号を複数の空間フィルタによって周波数成
分ごとに分離した後に符号化、伝送を行う帯域分割符号
化が注目されている。

この帯域分割符号化を用いた音声信号の伝送システムの
例を第１３図に挙げる。

この第１３図の構成では、送信側では、音声信号を複数
の周波数帯域に帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１７．１８
で分割し、各帯域信号をサブサンプリング回路２０．２
２によってナイキスト速度でサブサンプリングするとと
もに低域信号に変換し、符号化回路２１．２３で例えば
適応予測符号化（ＡＰＣＭ）等により符号化してマルチ
プレクサ２４で多重化し多重伝送路２５を介して受信側
へ送信する。受信側では、復号化回路２７．２９、補間
回路２８．３０によって符号復号化、補間を行った後、
帯域通過フィルタ３５．３６を通過させ、加算回路３７
で出力信号を合成して、復号信号ε（ｎ）の再構成を行
う。

この音声信号の帯域分割符号化方式は、音声のエネルギ
が集中している帯域により多くの量子化ビット数を割り
当てることにより総合的な音声品質の向上を図ることが
できる利点があり、また、量子化雑音が他の帯域に影響
を与えないようにできる利点がある。

この帯域分割方式は２分割を単位として行われるので、
第１４図にその最も基本的な一次元２バンドのシステム
横絞を示して説明する。

この第１４図に示す構成ては、送信側では二つのローパ
スのディジタルフィルタ　（ｈ＋　（ｎ））６、／＼イ
パスのディジタルフィルタ　（ｈ２　（ｎ））　　７に
よって入力信号ｘ　（ｎ）を帯域分割し、これをサブサ
ンプリング回路２０．２２によりそれぞれサンプリング
を行って伝送し、受信側で補間回路２８．３０でＯ値補
間摸作を行った後、帯域分割されて入力された信号をデ
ィジタルフィルタ６．７とほぼ同じ特性でそのチャネル
に対応するローパスのディジタルフィルタ　（ｇ＋　（
ｎ））８、バイパスのディジクルフィルタ（ｇ２（ｎ）
）９を通過させた後、加算回路３７て合成して復号信号
ｘ　（ｎ）を再構成する。

ここで、−船釣には理想的な周波数特性を呈するフィル
タを有限のタップ数で実現することは不可能であり、復
号信号には折り返しひずみ、振幅ひずみ、位相ひずみの
３種類のひずみが発生するが、フィルタ間に （１） の関係が成立するならば、復号信号ｘ　（ｎ）を原信号
ｘ　（ｎ）に完全に一致させることが可能となる。

このため、この（１）式を元にして、復号信号の完全再
構成が可能なフィルタの検討が行われている。

この完全再構成フィルタの構成例としては、まず、クロ
チェール（Ｃｒｏｃｈｉｅｒｅ　）によって提案されて
いるＱＭＦ　（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｍｉｒｒｏｒ　
Ｆｉｌｔｅｒ　）が挙げられる。

文献　クロチェール、　「サブバンドコープインク」、
ベル・システムズ・テクニカル・ジャーナル第６０号（
１９８１年９月〉、第１６３３〜１６５３頁（Ｒ，”−
Ｅ、　Ｃｒｏｃｈｉｅｒｅ、　”５ｕｂｂａｎｄ　Ｃｏ
ｄｉｎｇ、　”　Ｂ、Ｓ、Ｔ、Ｊ。

６０、　ｐｐ、　１６３３−１６５３　Ｓｅｐ、　１９
８１　）この方法は、フィルタｈ＋（ｎ）を係数対称の
直線位相ＦＩＲフィルタとし、その他のフィルタｈ２（
ｎ）、ｇ＋（ｎ）、ｇ２（ｎ）をそれツレ（ｈ２（ｎ）
＝　（１）”　ｈ　＋（ｎ）１ｇ１（ｎ）＝２・ｈｌ（
ｎ）（２） （ｇｚ　（ｎ）＝−２−（−ｔ）”ｈ＋（ｎ）で定義す
ることによって、復号信号における折り返しひずみと位
相ひずみの完全な除去を実現している。ただし、振幅ひ
ずみの完全な除去はフィルタのタップ数が２と無限大の
場合に限られており、それ以外の環境下では近似方法に
よっている。

このため、画像処理に使用する場合には、１６タツプ以
上のフィルタが必要となっている。

一方、ルゴール（Ｌｅ　Ｇａ１ｌ　）らは、画像処理へ
の帯域分割処理を考えるとＱＭＦのような長タップフィ
ルタは好ましくないとの観点で５ＳＫＦ？Ｓｙｍｍｅｔ
ｒｌｃ　５ｈｏｒｔにｅｒｎｅｌ　Ｆｉｌｔｅｒ　）　
と呼ばれるフィルタ構成を提案している。

文献　ルゴール、タバタパイ、　ｒサブバンド・コーデ
ィング・オブ・ディジタル・イメージズ・ユージング・
シンメトリック・ショート・カーネル・フィルタ構成・
アンド・アリスメティック・コーディング・テクニーク
スＪ、ＩＥεεアイキャスプ８８（１９８８年６月〉、
第７６１〜７６４頁（Ｄ、Ｌ、Ｇａ１ｌ　ａｎｄ　Ａ、
Ｔａｂａｔａｂａｉ、”５ｕｂｂａｎｄ　Ｃｏｄｉｎｇ
ｏｆ　Ｄｉｇｉｔａｌ　　Ｉｍａｇｅｓ　［Ｉｓｉｎｇ
　Ｓｙｍｍｅｔｒｉｃ　５ｈｏｒｔ　ＫｅｒｎｅｌＦａ
ｌｔｅｒｓ　ａｎｄ　Ａｒｉｔｈｍｅｔｉｃ　Ｃｏｄｉ
ｎｇ　Ｔｅｃｈｉｎｑｕｅｓ、”Ｐｒｏｃ、　　ｏｆ　
ＩＥＥＥ　ＩＣＡＳＳＰ’８８．Ｐｐ、７６１−７６４
（Ｊｕｎｅ、１９８８））この方法は、フィルタ間の制
約を前述のＱＭＦより緩和し、 とすると、完全再構成フィルタの設計問題はＦ（２）−
Ｆ（−ｚ）＝２−　ｚ−”　　　　　　　（４）を満た
す２の多項式Ｆ（２）をＨｌ　（ｚ）とＨ２（−２）に
因数分解する問題に帰着することになる。

このとき、Ｆ　（ｚ）は、その奇数次の項で係数が零で
ない項がただ一つルかない多項式となるが、ルゴールら
は、偶数次の項の係数に対して、その零でない奇数次の
項を中心とした係数対称条件を課し、その制約条件のも
とて因数分解を行うことによって５ＳＫＦの具体解を求
めることができることを示した。

このルゴールらの提案した５ＳＫＦでは、折り返しひず
み、位相ひずみを完全除去することができ、さらに、Ｑ
・ＭＦでは、近似にすぎない振幅ひずみの問題も解決さ
れる。さらに、具体的な完全再構成フィルタを、タップ
数が高々３と５、あるいは４と４の場合の係数対称ＦＩ
Ｒフィルタによって実現できることを示した。

また、帯域分割符号化と同様の特徴を有する階層的符号
化に関する技術について安田らは次のような方式を提案
している。

文献　安田、高木、加藤、粟野、「階層的符号化法によ
る静止画像の段階的伝送および表示」電子通信学会論文
誌（Ｂ〉、第Ｊ６３−Ｂ巻４号（１９８０年４月）、第
３７９〜３８６頁 文献　安田、加藤、「静止画符号化とその応用」電子情
報通信学会誌　Ｖｏｌ、７１．　Ｎｏ、７．ｐｐ、６６
９−６７５１９８８年７月 この方法は、ローパスフィルタとサブサンプリングの再
帰的な利用によって画像の階層構造を構成し、低周波成
分に対応する上位階層から伝送を行うことによって、伝
送の初期段階で画像の概要を把握できるようにするもの
である。

この方法は階層間の差分をとることによって伝送レート
の削減を図るもので、この操作は帯域分割符号化におけ
る周波数分割と等価である。ただしこの方法では、帯域
分割符号化とは異なって階層数の増加に伴って符号化の
対象となる画素数が増加する問題がある。

〔発明が解決しようとする課題〕

上述のように、従来の画像に対する階層的符号化方式で
は、階層処理回数の増加とともに符号化の対象となる画
素数が増加するという問題があった。例えば、階層処理
１回の場合は、１．２５　（１＋　％）倍、階層処理２
回の場合は１．３１２５（１＋１／４　＋１／１６）倍
となり、階層処理回数の増加ともに４ノ３倍に漸近する
。

一方、従来方式の帯域分割符号化では、符号化対象とな
る画素数が増加する問題はないが、上述のように、ＱＭ
Ｆを用いる場合には振幅ひずみの解消が近似によって行
われるため、振幅ひずみを解消したフィルタ設計が難し
く完全再構成フィルタを構成することができない問題が
あった。

また、５ＳＫＦによる方式では、多環式Ｆ　（２）が高
次式になると、その因数分解が非常に複雑になるため、
周波数特性の良好を多タップフィルタへ展開することが
困難になり、フィルタ設計が難しくなる問題があった。

さらに、このＳ　Ｓ　Ｋ　Ｆ　！：よる方式は、多環式
Ｆ　（Ｚ）の因数分解：二主眼をおくため、フィルタ（
ｈ　、　（ｎ）、　ｈ　２（ｎ））の周波数特性はあく
まで因数分解の結果として与えられており、所望の周波
数特性に応じてフィルタ係数を決定することができない
問題があった。

さらに、従来方式では、帯域分割するそれぞれの帯域ご
とにフィルタ（ｈ　（ｎ）、ｇ（ｎ））が必要であり、
フィルタの数が帯域分割数に対応しで増加しハードウェ
ア量が大きくなる問題があった。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のディジタルフィルタ回路は、入力ディジタル信
号が通過する第一のディジタルフィルタｈ　（ｎ）と、
前記入力ディジタル信号を入力とする乗算回路（α）と
、前記第一のディジタルフィルタの出力および前記乗算
回路の出力を二つの入力としその二つの入力の差を演算
する減算回路とを備え、前記第一のディジタルフィルタ
の出力および前記減算回路の出力を二つの出力信号とす
ることを特徴とする。

また、第二の発明のディジタルフィルタ回路は、入力デ
ィジタル信号が通過する第一のディジタルフィルタ（ｈ
　（ｎ）　）と、前記入力ディジタル信号を入力とする
乗算回路（α）と、前記第一のディジタルフィルタの出
力および前記乗算回路の出力を二つの入力としその二つ
の入力の差を演算する減算回路とを備え、前記第一のデ
ィジタルフィルタの出力および前記減算回路の出力を二
つの入力としその二つの入力の和を演算する加算回路と
、この加算回路の出力信号が通過し前記第一のディジタ
ルフィルタとはほぼ反対の通過帯域の第二のディジタル
フィルタ　（ｇ　　（ｎ）　）と、この第二のディジタ
ルフィルタの出力と前記第一のディジタルフィルタの出
力とを台底する合成回路とを備えたことを特徴とする。

さらに本発明の送受信装置は、入力ディジタル信号が通
過する第一のディジタルフィルタｈ　（ｎ）と、前記入
力ディジタル信号を入力とする乗算回路（α）と、前記
第一のディジタルフィルタの出力および前記乗算回路の
出力を二つの入力としその二つの入力の差を演算する減
算回路と、前記第一のディジタルフィルタの出力および
前記減算回路の出力を二つのサブバンド伝送路に送信す
る送信手段と、この二つのサブバンド伝送路から受信す
る信号を二つの入力としその二つの入力の和を演算する
加算回路と、この加算回路の出力信号が通過し前記第一
のディジタルフィルタとはほぼ反対の通過帯域の第二の
ディジタルフィルタ（ｇ　（ｎ））と、この二つのディ
ジタルフィルタの出力と前記第一のディジタルフィルタ
の出力とを台底する合成回路とを備えたことを特徴とす
る。

なお、第一および第二のディジタルフィルタは二次元フ
ィルタで構成することもできる。

〔作用〕

本発明では、従来二つの帯域に分割を行うディジタルフ
ィルタとしてｈｌ　（ｎ）、ｈ２　（ｎ）、信号の復号
を行う側のディジタルフィルタとしてｇ＋（ｎ）、ｇｚ
（ｎ）のそれぞれの帯域ごとにフィルタを用いているの
を、一方の帯域に第一のディジタルフィルタｈ　（ｎ）
を、他方の帯域には係数αの乗算回路を設け、一方の帯
域ではこの第一のディジタルフィルタの出力を出力信号
とし、他方の帯域では乗算回路の出力から第一のディジ
タルフィルタの出力の差分をとり、その出力を出力信号
とし、両出力をサンプリングして符号化を行う構成であ
る。

第１図は本発明の基本をなす一次元２バンド構成の帯域
分割のシステム構成を示すものであり、この図に基づい
てその作用を説明する。

この第１図で、符号１３がフィルタ係数ｈ　（ｎ）をも
つディジタルフィルタ、１４が入力信号ｘ　（ｎ）をα
倍する乗算回路、１５が乗算回路１４の出力とディジタ
ルフィルタ１３の出力の差分をとる減算回路、下向きの
矢印で表した２０．２２はサブサンプリング回路、上向
きの矢印で表した２８．３０は、サブサンプリングに対
応して行う０値補間のための補間回路、３２は加算回路
、３３は、フィルタ係数ｇ　（ｎ）のディジタルフィル
タ、３４は、上チイネルの信号とディジタルフィルタ３
３の出力信号との合成を行う合成回路である。

第１図のようにディジタルフィルタ回路を構成すると、
その構成は第１４図のシステム構成とは、Ｈ＋　（２）
　＝　Ｈ（２）　　　　１と置いた場合に等価である。

このため、第１図に示すシステム構成における完全再構
成条件は、 Σ　（１−（−１）”）　　ｈ（ｎ）ｚ−’＝２　＊　
ｚ−）’　　　　（７）が成立することが要求される。

ただし であるから、フィルタ係数が を満足する限り、完全再構成を実現できる。

一方、Ｔを画素間のサンプリング周期としたとキニ、ハ
ーフバンドローパス特性 の実現を目的とする奇数タップＦＩＲフィルタのフィル
タ係数ｈ’（ｎ）は、そのインパルス応答を求めること
により、 ω（ｎ）は窓関数を示している。

このαの式の偶数項はｎ＝（］を除いてすべて０となり
、奇数タップ分の遅延を考慮する限りにおいてそのまま
フィルタ係数ｈ　（ｎ）に当てはめることが可能である
。

またディジタルフィルタ　（ｈ（ｎ）Ｎ３がローパスフ
ィルタとして機能する場合は、原信号とディジタルフィ
ルタ（ｈ（ｎ）Ｎ３が通過した信号との差分して与えら
れる下チャネルの信号には原信号の直流成分が含まれて
いないことが望ましい。このために乗算回路のパラメー
タαを適切な値に設定する必要がある。このパラメータ
αは次のように決定できる。

ωＴ＝０のときにα−Ｈ（ωＴ）−〇が成立することに
等価であり、便宜的にｈ　（ｎ）において強制的に１と
なる奇数項をｈ（０〉　とすると、そのフィルタの振幅
特性は Ｈ（ｅ””）ｌ　＝ｈ（０）＋２Σｈ　（２ｎ＋　１）
　ｃｏｓ　（２ｎ＋１）　ωＴα刃 として、与えられる。なお、この（２）式において、で
表せることから α−ｈ（０）＋２Σｈ（２ｎ＋１） ｎ＋０ ０４） となる。一方、フィルタ　（ｈ　（ｎ）　）がローパス
フィルタとして機能し、Ｈ（π）−〇を実現するために
は、フィルタ係数間に が成立する必要がある。このため α−２−、、Ｑ６） が求められる。

このように、帯域分割された一方のチャネルにおいて原
信号を乗算してその直流成分を除き、他方のチャネルの
フィルタ処理信号との差分をとった信号についてサンプ
リングを行うようにしても従来の帯域分割方式と同じく
復号信号を再構成できる。

〔実施例〕

以下図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第２図は第１図に示したディジタルフィルタ回路を用い
た帯域分割画像伝送方式の例を示す。

この実施例は、本発明のディジタルフィルタ回路を用い
て画像情報を２つの帯域に分割して伝送する例を示す。

入力アナログ信号ｘ　（ｔ）は、ローパスフィルタ１０
によって直流成分が抽出され、アナログディジタル変換
回路（Ａ／Ｄ）１１によってディジクル信号ｘ　（ｎ）
に変換される。このディジタル信号ｊ＝変換された画像
信号は本発明のディジタルフィルタ回路１２に入力され
て二つの帯域に分割される。

第２図において上側のチャネルのディジタルフィルタ（
ｈ（ｎ））１３を通過した信号はサブサンプリング回路
２０でナイキスト周波数ｆＳの％でサブサンプリングさ
れ、符号化回路２■によって符号化される。また下チャ
ネルの信号は、乗算回路１４でα倍したのち減算回路１
５で、ディジタルフィルタ１３を通過した信号との差分
がとられる。この信号はサブサンプリング回路２２で上
チャネルと同様にサブサンプリングされた後、符号化回
路２３によって符号化される。この帯域分割され符号化
された２バンドの信号はマルチプレクサ２４によって多
重化され多重伝送路２５によって受信側に時分割多重伝
送される。

受信側では受信した多重信号はデマルチプレクサ２６に
よって多重分離され２つの帯域信号が取り出される。上
チャネルの信号は復号化回路２７によって復号され、こ
の信号は補間回路２８によってナイキスト周波数ｆｓに
よりＯ値補間がされる。また下チャネルの信号も復号化
回路２９によって復号され、補間回路３０によってＯ値
補間がされる。

補間回路２８．３０でＯ値補間がされた信号は本発明の
受信側のディジタルフィルタ回路３１に入力される。す
なわち、下チャネルでＯ値補間がされた信号は加算回路
３２によって上チャネルの信号との加算がされ、この信
号はディジタルフィルタ（ｇ（ｎ））３３を通過する。

このディジタルフィルタ３３を通過した信号と上チャネ
ルの信号とは合成回路３４によって台底され、ディジタ
ル信号ｘ　（ｎ）の復元が行われる。この復元ディジタ
ル信号ｘ　（ｎ）は、ディジタルアナログ変換回路（Ｄ
／Ａ）３８によってアナログ信号ｘ　（ｔ）に変換され
、復元された画像の画像信号が取り出される。なお、本
実施例では、上チャネルのディジタルフィルタ１３はロ
ーパスフィルタ、下チャネルのディジタルフィルタ３３
はノ＼イパスフィルタとして構成されている。

次に具体的にディジタルフィルタ回路１２の構成を第３
図に示して説明する。

第３図は、ディジタルフィルタ回路１２の構成を示すブ
ロック図であり、ディジタルフィルタ１３は６個の遅延
素子（Ｄ）　１３１．１３２．１３３．１３４．１３５
．１３６と、係数ａの乗算器１４２．１４３と、係数す
の乗算器１４１　、１４４と、および加算器１５１から
なる係数対称型のディジタルフィルタである。

上チャネルの信号はこの加算器１５１の出力がサブサン
プリング回路２０に導かれる。そして係数αの乗算回路
１４へ入力される下チャネルの信号は遅延素子１３１　
、１３２を通過させディジタル信号ｘ　（ｎ）をα倍し
たのち、このディジタルフィルタ１３の出力信号との差
分を減算回路１５てとり、その出力がサブサンプリング
回路２２に入力される。

ここで、乗算器１４１〜１４４のフィルタ係数ａ、ｂの
値は、前述の第αの式における窓関数ω（ｎ）をω（ｎ
）＝ｏ、　５４−０．４６　ｃｏｓ（２πｎ／Ｍ）　　
　　　αＤによって定義されるハミング窓とし、このα
１式のパラメータＭを８とすることによって求めること
ができる。この第３図に示すディジタルフィルタ回路テ
ハフィルタ係数ａ＝０．５４５　、ｂ−−０，０４５と
なっている。

このフィルタ係数ａ、ｂによるディジタルフィルタ１３
の周波数特性を従来例の５ＳＫＦの周波数特性と比較し
た図を第４図に示す。

この第４図に示すディジタルフィルタはタップ数１１の
場合であり、その特性は実線で示されている。５ＳＫＦ
はタップ数が３と５の場合が挙げてあり、それぞれ破線
、点線で表されている。ただし、この第４図に示す周波
数特性での非０のフィルタ係数の個数は７、パラメータ
α（α＝２）の乗算回数は１であって、送信側における
画素当たりのフィルタ処理に要する乗算回数は８となる
。

一方、タップ数として、３と５、あるいは５と３の低域
通過フィルタ、高域通過フィルタの対として構成される
５ＳＫＦもまた画素当たりの乗算回数は８となるため、
この乗算回数を基準として両者を比較すると、本発明の
ディジタルフィルタ回路の方が良好な周波数特性を示し
ていることが理解できる。

第５図は、実施例における受信側のディジタルフィルタ
回路３１の構成を示すブロック図である。

この受信側のディジタルフィルタ回路３１も送信側に対
応して反対の通過帯域をもつような構成をとり、ディジ
タルフィルタ３３には、加算器ｖ＆３２の出力が遅延素
子３３１．３３２．３３３．３３４．３３５．３３６を
介してタップに取り出され、係数対称の乗算器３４１．
３４２．３４３．３４４．３４５を介して加算器３５１
に入力されて、遅延素子３６１．３６２て遅延された上
チャネルの信号と合成回路３４とで台底されて復号信号
ｘ　（ｎ）が復元される。

このように、本実施例では、ディジタルフィルタ（ｈ（
ｎ））１３、（ｇ（ｎ））３３は係数対称型フィルタに
よって構成でき、また、そのフィルタ係数ａ１ｂが容易
に求めることができ、完全再構成フィルタを容易に設計
することが可能である。

次に一次式２バンド構成の帯域分割を二次元に拡張する
例について説明する。

画像信号の処理を帯域分割で行うには一次元構成を二次
元の信号処理に拡張することが望ましい。

この拡張方法としては再分型のフィルタ構成をとる方法
あるいは二次元フィルタ構成をとる方法がある。

第６図は再分型フィルタ構成によって二次元構成システ
ムに拡張した構成を第１図に対応して示すものである。

この再分型フィルタ構成では、まずディジタルフィルタ
（ｈ（ホ））１３０、乗算回路１４０、減算回路１５、
からなるディジタルフィルタ回路１２．およびサブサン
ブリリング回路２０．　、２２．によって水平方向に対
してフィルタ処理、サブサンプリング処理を行う。続い
て、ディジタルフィルタ（ｈ　（ｎ）　）１３２、乗算
回路１４２、減算回路１５□からなるディジタルフィル
タ回路１２２およびサブサンプリング回路２０２．２２
□によって上チャネルの垂直方向に対してフィルタ処理
、サブサンプリング処理を行う。また下チャネルの垂直
方向に対しても、ディジタルフィルタ（ｈ（ｎ））　１
３３　、乗算回路１４２、減算回路１５３からなるディ
ジタルフィルタ回路１２３およびサブサンプリング回路
２０３．２２３　によってフィルタ処理、サブサンプリ
ング処理を行う。こうして得られた４つの信号をそれぞ
れ符号化して受信側に伝送する。

受信側では、送信側とは逆に垂直方向に補間処理、フィ
ルタ処理を行い、次いで、水平方向に補間処理、フィル
タ処理を行って最終的な復号信号ｘ　（ｍ、　　ｎ）を
得る。

この回分型構成は、４バンドに帯域分割°を行う形とな
り、伝送路としては４バンドを用いて画像信号を伝送す
る。

第７図は、第１図における一次式ディジタルフィルタ（
ｈ（ｎ）、ｇ（ホ））を二次元ディジタルフィルタ（ｈ
　（ｍ、　ｎ）、　ｇ　（Ｌ　ｎ）　）で置き換えて二
次元構成としたシステム構成を示すものである。この場
合は第６図に示す回分型構成と異なって２バンドに帯域
分割を行うものである。

そこで、二次元サンプリングパターンを第８図のように
とびとびのパターンでとる（Ｏがサンプリンクされる画
素を、×がサンプリングされない画素を示す。）ときの
完全再構成条件は、によって与えられる。したかつで、
−次元の場合と同様にフィルタ係数は１ 、任意（ｍ、ｎ：偶数偶数Ｏｒ奇数奇数０９） ｇ（ｍ、ｎ）　　＝１／α（−１＞’　（−１）”　ｈ
（ｍ、ｎ）　　　　−［）を満足する限り完全再構成を
実現できる。

一方、第４図に示す周波数特性を実現するフィルタ係数
ｈ　’　（ｍ、　ｎ）　は、そのインパルス応答を求め
ることにより、 （２１） として与えられる。なお、窓関数ω（ｍ、ｎ）　は省略
しでいる。

したがって、（ｍ、ｎ）が（０，０）以外の偶数同士、
あるいは奇数同士の組合せの場合には、ｈ　’　（ｍ、
　ｎ　）は必ず０となり、−次元の場合と同様にｈ’　
（ｍ、ｎ）をそのままフィルタ係数ｈ　（ｍ、　ｎ）　
　として用いることができる。なお、−次元と同様に、
下側チャネルの情報に原信号の直流成分が含まれないよ
うにすることを考えると、Ｈ（π、π）−〇が成立する
ようにフィルタ係数を設定した場合 α−２の となる。

なお、第８図に示すようなサンプリングパターンをとり
、この二次元構成処理を階層的符号化に適用する場合に
は、偶数回目の階層処理のフィルタ係数の乗算の仕方、
およびサンプリングパターンは奇数回目の階層処理パタ
ーンを４５°回転したパターンにする必要がある。

この二次元フィルタを用いた場合のディジタルフィルタ
１３および３３の構成を第９図および第１０図に示す。

第９図は二次元の送信側ディジタルフィルタ１３の構成
を示すブロック図であり、垂直方向の１画素遅延素子Ｄ
Ｈと水平方向の１画素遅延素子りとの組合せにより遅延
回路が構成され、この遅延回路のタップ出力にａ、また
はｂの係数が乗算器１４５．１４６て掛けられて加算回
路１５６で加算されて取り出される構成である。また第
１０図は受信側のディジタルフィルタ３３の構成を示す
ブロック図であり、第９図の二次元の送信側ディジタル
フィルタ１３の構成に対応して、送信側ディジタルフィ
ルタ１３とは反対の通過帯域をもつように構成している
。

このディジクルフィルタ１３．３３の係数のａ、　ｂは
、ａ　＝０．２９７．　ｂ　＝　−０，０２５である。

これは第３図および第４図に示す一次元のディジタルフ
ィルタのフィルタ係数ａ、ｂから ａ＝ａｘａ、ｂ＝ａｘｂ とすることによって求めることができる。

次に第１１図は、第１図に示す構成を階層的符号化に適
用する場合の送信側における構成例を示す。

これは送信側における一次元の階層処理を示している。

この階層的符号化処理は、原信号の低周波成分が抽出さ
れる上チャネルの信号に対してディジタルフィルタ回路
１２−２．１２−３およびサブサンプリング回路２０−
２．２２−２．２０−３．２２−３によって次々とフィ
ルタ処理、サブサンプリング処理を行っていく様子を示
すものである。

第１２図は、第１図に示す構成を階層的符号化に適用す
る場合において、受信側において上チャネルの情報のみ
を表示する場合の位相ひずみを解消する構成を示す。

すなわち、上チャネル情報から段階的に表示する場合に
は復号画像に位相ひずみが発生する問題がある。これは
、フィルタ（ｈ（ｎ）、　　ｇ（ｎ））を共に直線位相
フィルタとして構成することは可能であるが、送信側の
下チャネル、および受信側の上チャネルの情報処理に等
価なフィルタＨ２（Ｚ）　、　　Ｇ　＋　（ｚ）では直
線位相特性を実現することはできないためである。

この問題を解決するためには第１２図に示すように出力
側に別のパスを設けて、ディジタルフィルタ（ｈ（ｎ）
）３９を付加し、このディジタルフィルタ３９を通過さ
せた画像信号を画像の段階表示に用いるとよい。

このようにすれば、従来の階層的符号化の場合と同様の
画像の段階的表示が可能となり、位相ひずみの問題が回
避される。この別パスを設けても従来の帯域分割符号化
方式よりもそのフィルタ数が低減されているため、本発
明の効果は実現できる。

なお、この第１２図で付加したフィルタのフィルタ係数
をｈ　（ｎ）としているが、より厳密には送信側ディジ
タルフィルタ（ｈ（ｎ））１３の構成に応じて適切な正
規化ファクタを乗する必要がある。本実施例ではα−２
としているため、正規化ファクタは０．５　となる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明においでは、従来の帯域分
割符号化方式に比べでそのフィルタ数を半減しており、
ハードウェア量を小さくすることができる。

また、その復号信号の完全再構成を実現するフィルタ係
数を簡単に求めることができ、フィルタ設計が簡単とＩ
；る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のシステム構成を説明する図。 第２図は本発明のディジタルフィルタ回路を用いた伝送
方式を示す図。 第３図は送信側ディジタルフィルタの構成を示すブロッ
ク図。 第４図は実施例ディジタルフィルタの周波数特性を従来
例と比較した図。 第５図は受信側ディジタルフィルタの構成を示すブロッ
ク図。 第６図は再分型フィルタを用いた二次元構成システムを
示す図。 第７図は二次元フィルタを用いた二次元構成システムを
示す図。 第８図は第７図に示す実施例でのサブサンプリングパタ
ーン。 第９図および第１０図は二次元構成システムでの二次元
ディジタルフィルタの構成を示すブロック図。 第１１図は一次元構成システムを階層的符号化に用いる
送信側の構成を示す図。 第１２図は階層的符号化での位相ひずみを解消する構成
を説明する図。 第１３図は従来の帯域分割伝送システムを示す図。 第１４図は従来の帯域分割符号化システムを説明する図
。 ８〜９．１３．３３．３９・・・ディジタルフィルタ、
ｌＯ・・・ローパスフィルタ、１１・・・アナログディ
ジタル変換回路、１４・・・乗算回路、１５・・・減算
回路、２０．２２−０．サブサンプリング回路、２１．
２３・・・符号化回路、２４・・・マルチフレフサ、２
５・・・多重伝送路、２６・・・デマルチプレクサ、２
７．２９・・・復号化回路、２８．３ｏ・・・補間回路
、３２．３７・・・加算回路、３４・・・合成回路、３
８・・・ディジタルアナログ変換回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、入力ディジタル信号（ｘ（ｎ））が通過する第一の
   ディジタルフィルタ（ｈ（ｎ））と、前記入力ディジタ
   ル信号を入力とする乗算回路（α）と、 前記第一のディジタルフィルタの出力および前記掛算回
   路の出力を二つの入力としその二つの入力の差を演算す
   る減算回路と を備え、 前記第一のディジタルフィルタの出力および前記減算回
   路の出力を二つの出力信号とするディジタルフィルタ回
   路。 ２、入力ディジタル信号（ｘ（ｎ））が通過する第一の
   ディジタルフィルタ（ｈ（ｎ））と、前記入力ディジタ
   ル信号を入力とする乗算回路（α）と、 前記第一のディジタルフィルタの出力および前記乗算回
   路の出力を二つの入力としその二つの入力の差を演算す
   る減算回路と を備え、 前記第一のディジタルフィルタの出力および前記減算回
   路の出力を二つの入力としその二つの入力の和を演算す
   る加算回路と、 この加算回路の出力信号が通過し前記第一のディジタル
   フィルタとはほぼ反対の通過帯域の第二のディジタルフ
   ィルタと、 この第二のディジタルフィルタの出力と前記第一のディ
   ジタルフィルタの出力とを合成する合成回路と を備えたことを特徴とするディジタルフィルタ回路。 ３、入力ディジタル信号（ｘ（ｎ））が通過する第一の
   ディジタルフィルタ（ｈ（ｎ））と、前記入力ディジタ
   ル信号を入力とする乗算回路（α）と、 前記第一のディジタルフィルタの出力および前記乗算回
   路の出力を二つの入力としその二つの入力の差を演算す
   る減算回路と、 前記第一のディジタルフィルタの出力および前記減算回
   路の出力を二つのサブバンド伝送路に送信する送信手段
   と、 この二つのサブバンド伝送路から受信する信号を二つの
   入力としその二つの入力の和を演算する加算回路と、 この加算回路の出力信号が通過し前記第一のディジタル
   フィルタとはほぼ反対の通過帯域の第二のディジタルフ
   ィルタと、 この二つのディジタルフィルタの出力と前記第一のディ
   ジタルフィルタの出力とを合成する合成回路と を備えたことを特徴とする送受信装置。 ４、上記第一のディジタルフィルタおよび第二のディジ
   タルフィルタは二次元信号を通過させる二次元フィルタ
   である請求項３記載の送受信装置。