JPH0325074B2 - - Google Patents
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- JPH0325074B2 JPH0325074B2 JP58234900A JP23490083A JPH0325074B2 JP H0325074 B2 JPH0325074 B2 JP H0325074B2 JP 58234900 A JP58234900 A JP 58234900A JP 23490083 A JP23490083 A JP 23490083A JP H0325074 B2 JPH0325074 B2 JP H0325074B2
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- Japan
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- circuit
- deflection
- voltage
- capacitor
- current
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
- H03K4/06—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape
- H03K4/08—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape
- H03K4/48—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices
- H03K4/60—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth current is produced through an inductor
- H03K4/62—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth current is produced through an inductor using a semiconductor device operating as a switching device
- H03K4/64—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth current is produced through an inductor using a semiconductor device operating as a switching device combined with means for generating the driving pulses
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
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- H03K4/60—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth current is produced through an inductor
- H03K4/62—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth current is produced through an inductor using a semiconductor device operating as a switching device
-
- A—HUMAN NECESSITIES
- A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
- A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
- A61B5/00—Measuring for diagnostic purposes; Identification of persons
- A61B5/0002—Remote monitoring of patients using telemetry, e.g. transmission of vital signals via a communication network
-
- A—HUMAN NECESSITIES
- A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
- A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
- A61B5/00—Measuring for diagnostic purposes; Identification of persons
- A61B5/02—Detecting, measuring or recording for evaluating the cardiovascular system, e.g. pulse, heart rate, blood pressure or blood flow
- A61B5/021—Measuring pressure in heart or blood vessels
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- Details Of Television Scanning (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
発明の技術分野
本発明は共振型電磁偏向回路、特にラスタ走査
型陰極線管表示装置用の水平電磁偏向回路に関す
る。
型陰極線管表示装置用の水平電磁偏向回路に関す
る。
発明の背景
ラスタ走査型陰極線管（CRT）表示装置は、
映像モニタとして、又はコンピユータ表示ターミ
ナル等の表示装置として広く利用されている。
CRTに画像を表示するには、CRT内で電子ビー
ムを水平及び垂直方向に偏向して走査させると共
に、変調する。ところで、偏向回路には２つの型
式がある。これら型式の１つは静電偏向回路であ
り、他の１つは電磁偏向回路である。電磁偏向回
路は静電偏向回路よりも偏向効率が良いので、ラ
スタ走査型表示装置では電磁偏向回路が一般的で
ある。電磁偏向回路では、傾斜電流をヨーク、即
ち偏向コイルに流す。水平偏向回路には、共振型
電磁偏向回路が一般的に用いられている。従来の
共振型電磁偏向回路は、1975年にマグロウ・ヒ
ル・ブツク・カンパニから出版されたドナルド・
ジ・フインク編集の「エレクトロニクス・エンジ
ニアズ・ハンドブツク第１版」の第20−52及び第
20−53頁に示されている。この従来の共振型電磁
偏向回路は、水平駆動信号により制御されるスイ
ツチング・トランジスタ、このスイツチング・ト
ランジスタと並列接続したダンパ・ダイオード及
び帰線コンデンサ（共振コンデンサ）、スイツチ
ング・トランジスタに並列接続した偏向コイル及
びＳ字ひずみ補正用大容量コンデンサの直列回
路、これら素子の共通接続点にフライバツク・ト
ランスの如きインダクタを介して接続された電圧
源から構成されている。帰線コンデンサ及び偏向
コイルは共振回路を形成するので、走査（トレー
ス）期間の後半で電源からのエネルギが偏向コイ
ルの電磁エネルギに変換され、この電磁エネルギ
は帰線期間の前半で帰線コンデンサの静電エネル
ギに変換され、この静電エネルギは帰線期間の後
半で再び電磁エネルギに変換され、この電磁エネ
ルギは走査期間の前半で電源に戻される。よつ
て、効率が非常に高い。更に、偏向コイル及びＳ
字ひずみ補正コンデンサは、Ｓ字ひずみを補正す
る共振回路を構成する。このような理由から共振
型電磁偏向回路が広範囲に利用されている。
映像モニタとして、又はコンピユータ表示ターミ
ナル等の表示装置として広く利用されている。
CRTに画像を表示するには、CRT内で電子ビー
ムを水平及び垂直方向に偏向して走査させると共
に、変調する。ところで、偏向回路には２つの型
式がある。これら型式の１つは静電偏向回路であ
り、他の１つは電磁偏向回路である。電磁偏向回
路は静電偏向回路よりも偏向効率が良いので、ラ
スタ走査型表示装置では電磁偏向回路が一般的で
ある。電磁偏向回路では、傾斜電流をヨーク、即
ち偏向コイルに流す。水平偏向回路には、共振型
電磁偏向回路が一般的に用いられている。従来の
共振型電磁偏向回路は、1975年にマグロウ・ヒ
ル・ブツク・カンパニから出版されたドナルド・
ジ・フインク編集の「エレクトロニクス・エンジ
ニアズ・ハンドブツク第１版」の第20−52及び第
20−53頁に示されている。この従来の共振型電磁
偏向回路は、水平駆動信号により制御されるスイ
ツチング・トランジスタ、このスイツチング・ト
ランジスタと並列接続したダンパ・ダイオード及
び帰線コンデンサ（共振コンデンサ）、スイツチ
ング・トランジスタに並列接続した偏向コイル及
びＳ字ひずみ補正用大容量コンデンサの直列回
路、これら素子の共通接続点にフライバツク・ト
ランスの如きインダクタを介して接続された電圧
源から構成されている。帰線コンデンサ及び偏向
コイルは共振回路を形成するので、走査（トレー
ス）期間の後半で電源からのエネルギが偏向コイ
ルの電磁エネルギに変換され、この電磁エネルギ
は帰線期間の前半で帰線コンデンサの静電エネル
ギに変換され、この静電エネルギは帰線期間の後
半で再び電磁エネルギに変換され、この電磁エネ
ルギは走査期間の前半で電源に戻される。よつ
て、効率が非常に高い。更に、偏向コイル及びＳ
字ひずみ補正コンデンサは、Ｓ字ひずみを補正す
る共振回路を構成する。このような理由から共振
型電磁偏向回路が広範囲に利用されている。
ところで、電源電圧VC、走査期間tS及び偏向効
率Ｅが偏向コイルのインダクタンスLyを決定す
る。即ち、Ly＝（VC・tS）2／Ｅとなる。また帰線
期間tRはπ√・Rとなる。ここで、CRは偏向
コイルを含む直列回路に並列接続されたキヤパシ
タンスである。走査及び帰線期間の合計は映像信
号の規格による水平期間（例えば、63.5マイクロ
秒）で決まるので、走査期間を長くするには、帰
線期間を短かくするのが望ましい。よつて、帰線
期間は、映像帯域巾及びCRT輝度の条件に直接
影響する。これらの条件が緩和すると、超高解像
度の映像表示装置を製造するのが容易となる。
率Ｅが偏向コイルのインダクタンスLyを決定す
る。即ち、Ly＝（VC・tS）2／Ｅとなる。また帰線
期間tRはπ√・Rとなる。ここで、CRは偏向
コイルを含む直列回路に並列接続されたキヤパシ
タンスである。走査及び帰線期間の合計は映像信
号の規格による水平期間（例えば、63.5マイクロ
秒）で決まるので、走査期間を長くするには、帰
線期間を短かくするのが望ましい。よつて、帰線
期間は、映像帯域巾及びCRT輝度の条件に直接
影響する。これらの条件が緩和すると、超高解像
度の映像表示装置を製造するのが容易となる。
上述の如く、帰線期間はLy及びCRの変数で決
まり、変数Lyは多くの要素で決まる。キヤパシ
タンスCRを減らせば、帰線期間を短かくできる。
まり、変数Lyは多くの要素で決まる。キヤパシ
タンスCRを減らせば、帰線期間を短かくできる。
LyのエネルギがCRに完全に転送されると、
Ly・I2／２＝CR・V2／２となる。ここでＩはピ
ーク偏向電流（他の要因で決まる）であり、Ｖは
CRのピーク電圧である。tR＝π√・Rなので、 Ｖ＝Ｉ・Ly・π／tRとなる。
ーク偏向電流（他の要因で決まる）であり、Ｖは
CRのピーク電圧である。tR＝π√・Rなので、 Ｖ＝Ｉ・Ly・π／tRとなる。
よつて、CRのピーク電流はｌ／tRに比例して増
加する。したがつて、CRを減らして帰線期間を
短かくした場合、帰線コンデンサ，偏向ヨーク，
スイツチング素子，ダンパ・ダイオード，フライ
バツク・トランス，及び帰線コンンデンサに接続
された他のすべての回路素子は、大きなピーク電
圧に耐えなければならない。
加する。したがつて、CRを減らして帰線期間を
短かくした場合、帰線コンデンサ，偏向ヨーク，
スイツチング素子，ダンパ・ダイオード，フライ
バツク・トランス，及び帰線コンンデンサに接続
された他のすべての回路素子は、大きなピーク電
圧に耐えなければならない。
一方、フライバツク・トランスには大きな浮遊
キヤパシタンスが存在し、変数CRのキヤパシタ
ンスは、この浮遊キヤパシタンスと帰線コンデン
サのキヤパシタンスとの和で決まる。よつて、変
数CRのキヤパシタンスを浮遊キヤパシタンスよ
りも小さくすることはできない。また帰線コンデ
ンサを偏向回路から取外すと、CRのキヤパシタ
ンスが不安定となる。よつて、CRのキヤパシタ
ンスを減らして、帰線期間を短かくするのは難か
しい。
キヤパシタンスが存在し、変数CRのキヤパシタ
ンスは、この浮遊キヤパシタンスと帰線コンデン
サのキヤパシタンスとの和で決まる。よつて、変
数CRのキヤパシタンスを浮遊キヤパシタンスよ
りも小さくすることはできない。また帰線コンデ
ンサを偏向回路から取外すと、CRのキヤパシタ
ンスが不安定となる。よつて、CRのキヤパシタ
ンスを減らして、帰線期間を短かくするのは難か
しい。
高解像度ラスタ型表示装置、及びストローク書
込み型CRT表示装置において、偏向ヨークは、
コアを有し物理的に分離され直列接続された２つ
の水平巻線（偏向コイル）、及びこれれら２つの
水平巻線の近くに設けた垂直巻線を具えている。
共振型偏向回路の水平帰線パルスは、垂直巻線に
ダンプされた発振（減衰振動）を起こす。この現
像を「ヨーク・リンギング」と呼ぶ。この「ヨー
ク・リンギング」は表示スクリーン上に、一連の
波状水平線として現われる。
込み型CRT表示装置において、偏向ヨークは、
コアを有し物理的に分離され直列接続された２つ
の水平巻線（偏向コイル）、及びこれれら２つの
水平巻線の近くに設けた垂直巻線を具えている。
共振型偏向回路の水平帰線パルスは、垂直巻線に
ダンプされた発振（減衰振動）を起こす。この現
像を「ヨーク・リンギング」と呼ぶ。この「ヨー
ク・リンギング」は表示スクリーン上に、一連の
波状水平線として現われる。
発明の目的
したがつて、本発明の目的の１つはラスタ走査
型CRT表示装置用の新規な共振型電磁偏向回路
の提供にある。
型CRT表示装置用の新規な共振型電磁偏向回路
の提供にある。
本発明の他の目的は、関連部品に加わる電圧又
は電流を増加することなく、またヨークの絶縁を
改善することなく、帰線期間を短縮できる共振型
電磁偏向回路の提供にある。
は電流を増加することなく、またヨークの絶縁を
改善することなく、帰線期間を短縮できる共振型
電磁偏向回路の提供にある。
本発明の更に他の目的は、「ヨーク・リンギン
グ」を減少する共振型電磁偏向回路の提供にあ
る。
グ」を減少する共振型電磁偏向回路の提供にあ
る。
本発明のその他の目的は、２つののスイツチン
グ・トランジスタの蓄積時間が異なつていても構
わない共振型電磁偏向回路の提供にある。
グ・トランジスタの蓄積時間が異なつていても構
わない共振型電磁偏向回路の提供にある。
本発明の他の目的は、中心調整又は位置制御用
のフローテイング可変電流源を具えた共振型電磁
偏向回路の提供にある。
のフローテイング可変電流源を具えた共振型電磁
偏向回路の提供にある。
発明の概要
本発によれば、水平偏向コイル（ヨーク）の両
端を夫々並例回路に接続すると共に、フライバツ
ク・トランスを介して電源に接続する。これら並
列回路の各々は、トランジスタの如きスイツチン
グ素子、ダンパ・ダイオード及び帰線コンデンサ
から構成されている。Ｓ字ひずみ補正用の大容量
コンデンサを一方の並列回路の他端に接続し、２
つのスイツチング素子は駆動パルスにより同時に
制御する。偏向コイルの一端に発生するフライバ
ツク・パルスは偏向コイルの他端に発生するフラ
イバツク・パルスと逆極性なので、偏向コイルに
発生する帰線電圧は、従来の偏向回路に比べ２倍
になる。よつて本発明では、スイツチング素子，
ダンパ・ダイオード及び帰線コンデンサに加わる
電圧又は電流を増加することなく、またヨークの
絶縁を良くすることなく、帰線期間を短縮でき
る。更に本発明では、水平巻線を対称的に駆動し
て、垂直巻線内に自己共振による発振が起こる可
能性を減らしているので、「ヨーク・リンギング」
を減少できる。
端を夫々並例回路に接続すると共に、フライバツ
ク・トランスを介して電源に接続する。これら並
列回路の各々は、トランジスタの如きスイツチン
グ素子、ダンパ・ダイオード及び帰線コンデンサ
から構成されている。Ｓ字ひずみ補正用の大容量
コンデンサを一方の並列回路の他端に接続し、２
つのスイツチング素子は駆動パルスにより同時に
制御する。偏向コイルの一端に発生するフライバ
ツク・パルスは偏向コイルの他端に発生するフラ
イバツク・パルスと逆極性なので、偏向コイルに
発生する帰線電圧は、従来の偏向回路に比べ２倍
になる。よつて本発明では、スイツチング素子，
ダンパ・ダイオード及び帰線コンデンサに加わる
電圧又は電流を増加することなく、またヨークの
絶縁を良くすることなく、帰線期間を短縮でき
る。更に本発明では、水平巻線を対称的に駆動し
て、垂直巻線内に自己共振による発振が起こる可
能性を減らしているので、「ヨーク・リンギング」
を減少できる。
本発明に用いる２つのスイツチング・トランジ
スタの蓄積時間が互いに異なつた場合、２つのス
イツチング・トランジスタは同時に動作しないで
あろう。特に、２つのスイツチング・トランジス
タのオフ時間が異なつていると、偏向コイルの両
端の夫々に発生するフライバツク・パルスは対称
ではなくなる。これは帰線期間及び「ヨーク・リ
ンギング」に影響を与える。本発明では、可変遅
延回路及び固定遅延回路を介して水平駆動信号を
スイツチング・トランジスタの夫々のベースに供
給して、この問題を解決している。位相比較器は
２つのフライバツク・パルスを比較して、これら
フライバツク・パルスが同時に発生するように可
変遅延回路を制御する。
スタの蓄積時間が互いに異なつた場合、２つのス
イツチング・トランジスタは同時に動作しないで
あろう。特に、２つのスイツチング・トランジス
タのオフ時間が異なつていると、偏向コイルの両
端の夫々に発生するフライバツク・パルスは対称
ではなくなる。これは帰線期間及び「ヨーク・リ
ンギング」に影響を与える。本発明では、可変遅
延回路及び固定遅延回路を介して水平駆動信号を
スイツチング・トランジスタの夫々のベースに供
給して、この問題を解決している。位相比較器は
２つのフライバツク・パルスを比較して、これら
フライバツク・パルスが同時に発生するように可
変遅延回路を制御する。
本発明は更にフローテイング可変電流源を含ん
でおり、この電流源は、フライバツク・トランス
を介してヨークに直流電流を流し、中心調整又は
位置制御を行なつている。
でおり、この電流源は、フライバツク・トランス
を介してヨークに直流電流を流し、中心調整又は
位置制御を行なつている。
発明の実施例
以下、添付図を参照して本発明の好適な実施例
を説明する。
を説明する。
第１図は本発明による共振型電磁偏向回路の基
本的な回路図である。Ｓ字ひずみ補正用大容量コ
ンデンサ１０（例えば0.66マイクロ・フアラド）、
スイツチング素子１２、水平偏向コイル（巻線）
１４、及びスイツチング素子１６から成る直列回
路を、接地電位でもよい基準レベル間に接続す
る。ダンパ・ダイオード１８及び帰線コンデンサ
２０をスイツチング素子１２に並列接続し、ダン
パ・ダイオード２２及び帰線コンデンサ２４をス
イツチング素子１６に並列接続する。スイツチン
グ素子１２及び１６はスイツチング・トランジス
タでもよく、端子２６の水平駆動信号により制御
する。周知の如く、水平駆動信号は、水平同期信
号に応じて同期回路（図示せず）が発生する。フ
ライバツク・トランス２８の巻線３０及び３２を
介して、偏向コイル１４の両端を電源Ｖに接続す
る。偏向コイル１４の上端をコンデンサ１０に直
接に接続し、巻線３０を除去した場合の第１図の
回路は、従来の共振型電磁偏向回路になる。
本的な回路図である。Ｓ字ひずみ補正用大容量コ
ンデンサ１０（例えば0.66マイクロ・フアラド）、
スイツチング素子１２、水平偏向コイル（巻線）
１４、及びスイツチング素子１６から成る直列回
路を、接地電位でもよい基準レベル間に接続す
る。ダンパ・ダイオード１８及び帰線コンデンサ
２０をスイツチング素子１２に並列接続し、ダン
パ・ダイオード２２及び帰線コンデンサ２４をス
イツチング素子１６に並列接続する。スイツチン
グ素子１２及び１６はスイツチング・トランジス
タでもよく、端子２６の水平駆動信号により制御
する。周知の如く、水平駆動信号は、水平同期信
号に応じて同期回路（図示せず）が発生する。フ
ライバツク・トランス２８の巻線３０及び３２を
介して、偏向コイル１４の両端を電源Ｖに接続す
る。偏向コイル１４の上端をコンデンサ１０に直
接に接続し、巻線３０を除去した場合の第１図の
回路は、従来の共振型電磁偏向回路になる。
次に第２図の波形図を参照して、第１図の動作
を説明する。電源Ｖからフライバツク・トランス
２８を介して電源エネルギを供給する。フライバ
ツク・トランス２８の作用により、偏向コイル１
４の上端及び下端の電圧V1及びV2は逆極性に対
称であり、走査期間中、電圧V2はほぼ接地電位
なので、電圧V1は走査期間中、電源電圧Ｖのほ
ぼ２倍になる。よつて、コンデンサ１０の電圧は
2Vである。動作期間中、インダクタの損失がな
いと仮定すれば、フライバツク・トランス２８の
平均電圧は電源電圧Ｖである。また説明を簡単に
するため、コンデンサ１０のキヤパシタンスは充
分大きく、このコンデンサの端子間電圧が動作期
間中、変化しないと仮定する。時点T0において、
水平駆動信号VHは論理「高」であり、スイツチ
ング素子１２及び１６は導通している。よつて電
圧V1及びV2は夫々2V及び接地レベルである。偏
向コイル１４を流れる電流iLは、コイル１４のイ
ンダクタンスＬ及びその電圧により決まる。即
ち、diL＝（2V／Ｌ）dtとなる。よつて、電流iLは
正方向の直線傾斜波である。この電流iLはコンデ
ンサ１０からスイツチング素子１２、コイル１４
及びスイツチング素子１６を介してコンデンサ１
０に流れるので、スイツチング素子１２及び１６
に夫々流れる電流iS1及びiS2は電流iLと同じにな
る。ダンパ・ダイオード１８及び２２に流れる電
流iD1及びiD2、帰線コンデンサ２０及び２４に流
れる電流iC1及びiC2は、この期間中流れない。ま
た、偏向コイル１４は電磁エネルギを蓄積する。
時点T1において、水平駆動信号VHは論理「高」
から論理「低」に変化し、スイツチング素子１２
及び１６は非導通になる。インダクタ１４の特性
により、電流iLは同一方向に流れ、帰線コンデン
サ２０を充電する。即ち、偏向コイル１４の電磁
エネルギを、静電エネルギとしてコンデンサ２０
及び２４に転送する。偏向コイル１４とコンデン
サ２０及び２４との共振により、時間経過に従い
電流iLは減少し、コンデンサ２０及び２４の電圧
は増加する。時点T2において、電流iLは零に減少
し、コンデンサ２０及び２４の電圧はピーク値と
なり、全電磁エネルギは静電エネルギに変換され
る。よつて、電圧V1及びV2もピーク値となる。
これら電圧V1及びV2の振巾は等しいが、極性は
逆である。なお、フライバツク・トランス２８の
巻線３０及び３２の極性が対称なことに注意され
たい。電圧V1及びV2をフライバツク（帰線）パ
ルスと呼ぶ。時点T2以後、帰線コンデンサ２０
及び２４は偏向コイル１４を介して放電し、これ
らコンデンサの静電エネルギを電磁エネルギに変
換する。共振の作用により、時間経過に従い、電
圧V1及びV2は逆方向に減少し、電流iLは逆方向
に増加する。時点T3において、電流iLは負のピー
ク値に達し、電圧V1及びV2はそれらの安定レベ
ルに戻る。電流iC1及びiC2は時点T1及びT3の期間
中、電流iLと同じである。時点T3以後、偏向コイ
ル１４の逆起電力により、電流iLはダンパ・ダイ
オード２２及び１８を介して流れ、この電流iLの
絶対値は時点T5で零になるまで直線的に減少す
る。よつて、電磁エネルギがコンデンサ１０に戻
る。水平駆動信号VHは時点T4において「低」か
ら「高」に変化し、スイツチング素子１２及び１
６を導通させる。スイツチング素子１２及び１６
は単方向性素子なので、時点T3及びT5の期間、
電流iLはダイオード１８及び２２を介して流れ
る。時点T5以後の動作は、時点T0及びT5間の動
作と同じである。
を説明する。電源Ｖからフライバツク・トランス
２８を介して電源エネルギを供給する。フライバ
ツク・トランス２８の作用により、偏向コイル１
４の上端及び下端の電圧V1及びV2は逆極性に対
称であり、走査期間中、電圧V2はほぼ接地電位
なので、電圧V1は走査期間中、電源電圧Ｖのほ
ぼ２倍になる。よつて、コンデンサ１０の電圧は
2Vである。動作期間中、インダクタの損失がな
いと仮定すれば、フライバツク・トランス２８の
平均電圧は電源電圧Ｖである。また説明を簡単に
するため、コンデンサ１０のキヤパシタンスは充
分大きく、このコンデンサの端子間電圧が動作期
間中、変化しないと仮定する。時点T0において、
水平駆動信号VHは論理「高」であり、スイツチ
ング素子１２及び１６は導通している。よつて電
圧V1及びV2は夫々2V及び接地レベルである。偏
向コイル１４を流れる電流iLは、コイル１４のイ
ンダクタンスＬ及びその電圧により決まる。即
ち、diL＝（2V／Ｌ）dtとなる。よつて、電流iLは
正方向の直線傾斜波である。この電流iLはコンデ
ンサ１０からスイツチング素子１２、コイル１４
及びスイツチング素子１６を介してコンデンサ１
０に流れるので、スイツチング素子１２及び１６
に夫々流れる電流iS1及びiS2は電流iLと同じにな
る。ダンパ・ダイオード１８及び２２に流れる電
流iD1及びiD2、帰線コンデンサ２０及び２４に流
れる電流iC1及びiC2は、この期間中流れない。ま
た、偏向コイル１４は電磁エネルギを蓄積する。
時点T1において、水平駆動信号VHは論理「高」
から論理「低」に変化し、スイツチング素子１２
及び１６は非導通になる。インダクタ１４の特性
により、電流iLは同一方向に流れ、帰線コンデン
サ２０を充電する。即ち、偏向コイル１４の電磁
エネルギを、静電エネルギとしてコンデンサ２０
及び２４に転送する。偏向コイル１４とコンデン
サ２０及び２４との共振により、時間経過に従い
電流iLは減少し、コンデンサ２０及び２４の電圧
は増加する。時点T2において、電流iLは零に減少
し、コンデンサ２０及び２４の電圧はピーク値と
なり、全電磁エネルギは静電エネルギに変換され
る。よつて、電圧V1及びV2もピーク値となる。
これら電圧V1及びV2の振巾は等しいが、極性は
逆である。なお、フライバツク・トランス２８の
巻線３０及び３２の極性が対称なことに注意され
たい。電圧V1及びV2をフライバツク（帰線）パ
ルスと呼ぶ。時点T2以後、帰線コンデンサ２０
及び２４は偏向コイル１４を介して放電し、これ
らコンデンサの静電エネルギを電磁エネルギに変
換する。共振の作用により、時間経過に従い、電
圧V1及びV2は逆方向に減少し、電流iLは逆方向
に増加する。時点T3において、電流iLは負のピー
ク値に達し、電圧V1及びV2はそれらの安定レベ
ルに戻る。電流iC1及びiC2は時点T1及びT3の期間
中、電流iLと同じである。時点T3以後、偏向コイ
ル１４の逆起電力により、電流iLはダンパ・ダイ
オード２２及び１８を介して流れ、この電流iLの
絶対値は時点T5で零になるまで直線的に減少す
る。よつて、電磁エネルギがコンデンサ１０に戻
る。水平駆動信号VHは時点T4において「低」か
ら「高」に変化し、スイツチング素子１２及び１
６を導通させる。スイツチング素子１２及び１６
は単方向性素子なので、時点T3及びT5の期間、
電流iLはダイオード１８及び２２を介して流れ
る。時点T5以後の動作は、時点T0及びT5間の動
作と同じである。
上述の如く、偏向コイル１４の両端に逆極性の
フライバツク・パルスV1及びV2が発生するので、
従来回路に比較して、偏向イル１４に発生する実
際の帰線電圧は２倍になり、帰線期間（時点T1
及びT3間）半分になる。本発明によれば、例え
ば、水平帰線時間を水平帰還の33％から17％に減
らし、映像帯域巾を23％減らし、輝度を23％向上
させる。よつて、本発明は、高解像度映像表示装
置に好適である。
フライバツク・パルスV1及びV2が発生するので、
従来回路に比較して、偏向イル１４に発生する実
際の帰線電圧は２倍になり、帰線期間（時点T1
及びT3間）半分になる。本発明によれば、例え
ば、水平帰線時間を水平帰還の33％から17％に減
らし、映像帯域巾を23％減らし、輝度を23％向上
させる。よつて、本発明は、高解像度映像表示装
置に好適である。
Ｓ字ひずみ用補正コンデンサ１０の電圧が下が
ると、偏向コイル１４の平均電圧も下り、コンデ
ンサ１０の電圧が2Vに回復するまで、電源Ｖか
ら電流がフライバツク・トランス２８を介して流
れる。実際にも、コンデンサ１０の電圧は直線性
補正を行なうために上述の動作期間中に変動する
が、平均電圧は2Vに維持される。よつて、この
変動を上述の動作に追加しなければらないが、本
発明の基本的な原理に変更はない。
ると、偏向コイル１４の平均電圧も下り、コンデ
ンサ１０の電圧が2Vに回復するまで、電源Ｖか
ら電流がフライバツク・トランス２８を介して流
れる。実際にも、コンデンサ１０の電圧は直線性
補正を行なうために上述の動作期間中に変動する
が、平均電圧は2Vに維持される。よつて、この
変動を上述の動作に追加しなければらないが、本
発明の基本的な原理に変更はない。
第３図は本発明の他の実施例を示す回路図であ
る。この実施例は第１図の実施例に類似している
ので、同じ素子を同じ参照番号で示し、これら実
施例の相違点のみを以下に説明する。偏向コイル
を２つのコイル１４−１及び１４−２から構成
し、これらコイルをバイポーラ・トランジスタで
あるスイツチング素子１２及び１６間に直列接続
する。可変遅延回路３４及びトランス３６を介し
て、端子２６からの水平駆動信号をスイツチン
グ・トランスタ１２のベースに供給する。同様
に、固定遅延回路３８及びトランス４０を介し
て、水平駆動信号をスイツチング・トトラランジ
スタ１６のベースに供給する。フローテイング可
変電流源４２及びコンデンサ４４の並列回路をフ
ライバツク・トランス２８の巻線３０及び３２間
に挿入し、この並列回路及び巻線３２の共通接続
点はインダクタ４６を介して電源Ｖに接続する。
位相比較器４８はトランジスタ１２のエミツタ及
びトランジスタ１６のコレクタの電圧を受け、可
変遅延回路３４の遅延時間を制御する。
る。この実施例は第１図の実施例に類似している
ので、同じ素子を同じ参照番号で示し、これら実
施例の相違点のみを以下に説明する。偏向コイル
を２つのコイル１４−１及び１４−２から構成
し、これらコイルをバイポーラ・トランジスタで
あるスイツチング素子１２及び１６間に直列接続
する。可変遅延回路３４及びトランス３６を介し
て、端子２６からの水平駆動信号をスイツチン
グ・トランスタ１２のベースに供給する。同様
に、固定遅延回路３８及びトランス４０を介し
て、水平駆動信号をスイツチング・トトラランジ
スタ１６のベースに供給する。フローテイング可
変電流源４２及びコンデンサ４４の並列回路をフ
ライバツク・トランス２８の巻線３０及び３２間
に挿入し、この並列回路及び巻線３２の共通接続
点はインダクタ４６を介して電源Ｖに接続する。
位相比較器４８はトランジスタ１２のエミツタ及
びトランジスタ１６のコレクタの電圧を受け、可
変遅延回路３４の遅延時間を制御する。
トランジスタ１２及び１６の特性を一致させる
のが望ましいが、一致させることは難かしい。ト
ランジスタ１２及び１６の蓄積時間が互いに異な
れば、これらトランジスタが水平駆動信号を同時
に受けたとしても、これらトランジスタのターン
オフ時間は互いに異なるであろう。これはフライ
バツク・パルスに影響を与える。即ち、これらフ
ライバツク・パルスは同時に発生しないので、対
称にならない。よつて、帰線期間を効果的に短縮
できない。この欠点を遅延回路３４及び３８並び
に位相比較器４８により改善する。固定遅延回路
３８は水平駆動信号を所定時間だけ遅延させ、可
変遅延回路３４の遅延時間は、遅延回路３８の遅
延時間含む所定範囲内である。位相比較器４８は
トランジスタ１２のエミツタのフライバツク・パ
ルスの位相をトランジスタ１６のコレクタのフラ
イバツク・パルスの位相と比較し、この位相差に
応じて可変遅延回路３４の遅延時間を制御して、
２つのフライバツク・パルスが同時に開始するよ
うに、即ちトランジスタ１２及び１６が同時に非
導通になるようにする。よつて本発明は、トラン
ジスタ１２及び１６の蓄積時間の差に影響され
ず、この蓄積時間の差に関係なく帰線期間を効果
的に短縮できる。ブロツク３４，３８及び４８は
第４図を参照して詳細に後述する。
のが望ましいが、一致させることは難かしい。ト
ランジスタ１２及び１６の蓄積時間が互いに異な
れば、これらトランジスタが水平駆動信号を同時
に受けたとしても、これらトランジスタのターン
オフ時間は互いに異なるであろう。これはフライ
バツク・パルスに影響を与える。即ち、これらフ
ライバツク・パルスは同時に発生しないので、対
称にならない。よつて、帰線期間を効果的に短縮
できない。この欠点を遅延回路３４及び３８並び
に位相比較器４８により改善する。固定遅延回路
３８は水平駆動信号を所定時間だけ遅延させ、可
変遅延回路３４の遅延時間は、遅延回路３８の遅
延時間含む所定範囲内である。位相比較器４８は
トランジスタ１２のエミツタのフライバツク・パ
ルスの位相をトランジスタ１６のコレクタのフラ
イバツク・パルスの位相と比較し、この位相差に
応じて可変遅延回路３４の遅延時間を制御して、
２つのフライバツク・パルスが同時に開始するよ
うに、即ちトランジスタ１２及び１６が同時に非
導通になるようにする。よつて本発明は、トラン
ジスタ１２及び１６の蓄積時間の差に影響され
ず、この蓄積時間の差に関係なく帰線期間を効果
的に短縮できる。ブロツク３４，３８及び４８は
第４図を参照して詳細に後述する。
フローテイング可変電流源４２は、フライバツ
ク・トランス２８を介して偏向コイル１４−１及
び１４−２に直流電流を流し、中心調整（センタ
リング）又は位置制御を行なう。即ち、可変電流
源４２からの電流は巻線３０、コイル１４−１及
び１４−２、巻線３２を介して流れ、電流源４２
に戻る。よつて、この電流はバイアスとして作用
する。上述の如く、走査期間中に偏向コイル１４
−１及び１４−２に加わる電圧は一定でなく、Ｓ
字ひずみ補正用コンデンサ１０の作用により多少
変化する。このＳ字ひずみ補正波形はフライバツ
ク・トランス２８の中央端子に現われるが、その
振巾は半分に減少している。よつて、電圧源Ｖか
らこの波形をデカツプリングするのに、インダク
タ４６が必要である。また、フライバツク・トラ
ンス２８の２つの巻線３０及び３２間の漏れリア
クタンスの変動により、フライバツク・トランス
２８の両端に発生する振巾が等しく逆極性の帰線
パルスを、このトランスの中央端子において正確
に相殺することができない。コンデンサ４４を設
けていかなる電圧遷移も吸収さ、電流源４２の電
圧対応条件を小さくする。一方、トランス２８の
目的は、電力をスイツチング・トランジスタ１２
及び１６に供給し、センタリング電流を偏向コイ
ル１４−１及び１４−２に流すと共に、帰線パル
スが電流源４２及び電圧源Ｖに達するのを防ぐこ
とである。電流源４２及び電圧源Ｖは第５図を参
照して後述する。
ク・トランス２８を介して偏向コイル１４−１及
び１４−２に直流電流を流し、中心調整（センタ
リング）又は位置制御を行なう。即ち、可変電流
源４２からの電流は巻線３０、コイル１４−１及
び１４−２、巻線３２を介して流れ、電流源４２
に戻る。よつて、この電流はバイアスとして作用
する。上述の如く、走査期間中に偏向コイル１４
−１及び１４−２に加わる電圧は一定でなく、Ｓ
字ひずみ補正用コンデンサ１０の作用により多少
変化する。このＳ字ひずみ補正波形はフライバツ
ク・トランス２８の中央端子に現われるが、その
振巾は半分に減少している。よつて、電圧源Ｖか
らこの波形をデカツプリングするのに、インダク
タ４６が必要である。また、フライバツク・トラ
ンス２８の２つの巻線３０及び３２間の漏れリア
クタンスの変動により、フライバツク・トランス
２８の両端に発生する振巾が等しく逆極性の帰線
パルスを、このトランスの中央端子において正確
に相殺することができない。コンデンサ４４を設
けていかなる電圧遷移も吸収さ、電流源４２の電
圧対応条件を小さくする。一方、トランス２８の
目的は、電力をスイツチング・トランジスタ１２
及び１６に供給し、センタリング電流を偏向コイ
ル１４−１及び１４−２に流すと共に、帰線パル
スが電流源４２及び電圧源Ｖに達するのを防ぐこ
とである。電流源４２及び電圧源Ｖは第５図を参
照して後述する。
物理的に分離し、直列接続し、かつコアを具え
た２個の水平偏向コイルと、これら２個の水平偏
向コイル近傍に配置した垂直偏向コイルとにより
ヨークを構成すると、水平帰線パルスにより、垂
直偏向コイル内にダンプされた発振（ヨーク・リ
ンギング）が生じる。しかし本発明では、水平偏
向コイルの対称駆動により垂直偏向コイル内の自
己共振発振を抑制するので、この「ヨーク・リン
ギング」を減少できる。
た２個の水平偏向コイルと、これら２個の水平偏
向コイル近傍に配置した垂直偏向コイルとにより
ヨークを構成すると、水平帰線パルスにより、垂
直偏向コイル内にダンプされた発振（ヨーク・リ
ンギング）が生じる。しかし本発明では、水平偏
向コイルの対称駆動により垂直偏向コイル内の自
己共振発振を抑制するので、この「ヨーク・リン
ギング」を減少できる。
次に第４図を参照して、遅延回路３４，３８及
び位相比較器４８を詳細に説明する。可変遅延回
路３４において、オア・ゲート部分５２の作用に
より、端子２６の水平駆動信号の立上り及び立下
り縁で単安定マルチバイブレータ５０をトリガす
る。この単安定マルチバイブレータ５０は、タイ
ミング抵抗器５４及びタイミング・コンデンサ５
６から成る時定数回路を含んでいる。短時間の遅
延の後、マルチバイブレータ５０の出力信号は
Ｄ型フリツプ・フロツプ５８をクロツクして、水
平駆動信号のそのときの状態を駆動回路６０に伝
える。この駆動回路６０は２つのトランジスタと
関連する素子とから構成されている。駆動回路６
０からの出力信号はトランス３６を介してスイツ
チング・トランジスタ１２を制御する。よつて、
可変遅延回路３４が水平駆動信号を遅延する時間
は、抵抗器５４、コンデンサ５６及びこの抵抗器
５４に印加する電圧により決まる。抵抗器５４は
位相比較器４８からの出力信号を受けるので、こ
の比較器４８が遅延回路３４の遅延時間を制御す
る。マルチバイブレータ５０及びフリツプ・フロ
ツプ５８は夫々例えば9602型集積回路IC及び
7474型ICでもよい。また、抵抗器５４及びコン
デンサ５６の値は夫々例えば20キロ・オーム及び
470ピコ・フアラツドである。
び位相比較器４８を詳細に説明する。可変遅延回
路３４において、オア・ゲート部分５２の作用に
より、端子２６の水平駆動信号の立上り及び立下
り縁で単安定マルチバイブレータ５０をトリガす
る。この単安定マルチバイブレータ５０は、タイ
ミング抵抗器５４及びタイミング・コンデンサ５
６から成る時定数回路を含んでいる。短時間の遅
延の後、マルチバイブレータ５０の出力信号は
Ｄ型フリツプ・フロツプ５８をクロツクして、水
平駆動信号のそのときの状態を駆動回路６０に伝
える。この駆動回路６０は２つのトランジスタと
関連する素子とから構成されている。駆動回路６
０からの出力信号はトランス３６を介してスイツ
チング・トランジスタ１２を制御する。よつて、
可変遅延回路３４が水平駆動信号を遅延する時間
は、抵抗器５４、コンデンサ５６及びこの抵抗器
５４に印加する電圧により決まる。抵抗器５４は
位相比較器４８からの出力信号を受けるので、こ
の比較器４８が遅延回路３４の遅延時間を制御す
る。マルチバイブレータ５０及びフリツプ・フロ
ツプ５８は夫々例えば9602型集積回路IC及び
7474型ICでもよい。また、抵抗器５４及びコン
デンサ５６の値は夫々例えば20キロ・オーム及び
470ピコ・フアラツドである。
固定遅延回路３８は可変遅延回路３４と同じで
あるが、抵抗器５４に印加する電圧が一定（例え
ば＋５ボルト）である。この実施例においては、
抵抗器５４の値は可変遅延回路３４のものと異な
り、10キロ・オームである。
あるが、抵抗器５４に印加する電圧が一定（例え
ば＋５ボルト）である。この実施例においては、
抵抗器５４の値は可変遅延回路３４のものと異な
り、10キロ・オームである。
位相比較器４８において、クランピング・ダイ
オード６２〜６８は、トランジスタ１２のエミツ
タ及びトランジスタ１６のコレクタにおけるフラ
イバツク・パルスの振巾をTTLベルに減衰させ
る。こら減衰したフライバツク・パルスは、単安
定マルチバイブレータ７０′及びゲートされる相
互コンダクタンス増巾器７２の入力端子に加わ
る。マルチバイブレータ７０はそのオア・ゲート
の作用により両方のフライバツク・パルスにより
トリガされる。また、抵抗器７４及び７６の値が
等しいので、増巾器７２はTTLレベルに変換さ
れたフライバツク・パルスの平均値を受ける。マ
ルチバイブレータ７０及び増巾器７２は、夫々
9602型IC及び3080型ICでもよい。どちらのフラ
イバツク・パルスが発生したにしても、最初のパ
ルスが単安定マルチバイブレータ７０をトリガす
ると、ベース接地トランジスタ７８を介して増巾
器７２を約200ナノ秒間イネーブルする。フライ
バツク・パルスの一方は正方向変化であり、他方
は負方向変化なので、これらパルスが同時に発生
した場合、増巾器７２の反転入力端子の信号は変
化しない。正方向フライバツク・パルスが先に発
生した場合、負方向フライバツク・パルスが発生
するまで、増巾器７２の反転入力端子は正電圧を
受ける。また負方向フライバツク・パルスが先に
発生した場合、増巾器７２の反転入力端子電圧は
負になる。最初に発生するライバツク・パルスの
前縁後の短時間のみ、増巾器７２はゲートされて
入力信号に応答するので、フライバツク・パルス
の発生する時間差に応じた信号が増巾器７２の出
力端子に発生する。この信号をフイルタ８０によ
り平滑し、エミツタ接地トランジスタ８２により
増巾する。トランジスタ増巾器８２の出力信号を
可変遅延回路３４のタイミング抵抗器５４に供給
する。よつて、トランジスタ１２及び１６の蓄積
時間に関係なく、２つのフライバツク・パルスを
同時に発生できる。
オード６２〜６８は、トランジスタ１２のエミツ
タ及びトランジスタ１６のコレクタにおけるフラ
イバツク・パルスの振巾をTTLベルに減衰させ
る。こら減衰したフライバツク・パルスは、単安
定マルチバイブレータ７０′及びゲートされる相
互コンダクタンス増巾器７２の入力端子に加わ
る。マルチバイブレータ７０はそのオア・ゲート
の作用により両方のフライバツク・パルスにより
トリガされる。また、抵抗器７４及び７６の値が
等しいので、増巾器７２はTTLレベルに変換さ
れたフライバツク・パルスの平均値を受ける。マ
ルチバイブレータ７０及び増巾器７２は、夫々
9602型IC及び3080型ICでもよい。どちらのフラ
イバツク・パルスが発生したにしても、最初のパ
ルスが単安定マルチバイブレータ７０をトリガす
ると、ベース接地トランジスタ７８を介して増巾
器７２を約200ナノ秒間イネーブルする。フライ
バツク・パルスの一方は正方向変化であり、他方
は負方向変化なので、これらパルスが同時に発生
した場合、増巾器７２の反転入力端子の信号は変
化しない。正方向フライバツク・パルスが先に発
生した場合、負方向フライバツク・パルスが発生
するまで、増巾器７２の反転入力端子は正電圧を
受ける。また負方向フライバツク・パルスが先に
発生した場合、増巾器７２の反転入力端子電圧は
負になる。最初に発生するライバツク・パルスの
前縁後の短時間のみ、増巾器７２はゲートされて
入力信号に応答するので、フライバツク・パルス
の発生する時間差に応じた信号が増巾器７２の出
力端子に発生する。この信号をフイルタ８０によ
り平滑し、エミツタ接地トランジスタ８２により
増巾する。トランジスタ増巾器８２の出力信号を
可変遅延回路３４のタイミング抵抗器５４に供給
する。よつて、トランジスタ１２及び１６の蓄積
時間に関係なく、２つのフライバツク・パルスを
同時に発生できる。
第５図は第３図に用いたフローテイング可変電
流源４２及び電源Ｖの回路図である。フローテイ
ング可変電流源４２は、可変電圧源８４、演算増
巾器８６、この増巾器８６用の緩衝増巾器８８、
電流検出用抵抗器９０、及び同相抑圧比を改善す
るトランス９２から構成する。可変電圧源８４
は、入力抵抗器９６及び帰還抵抗器９８を具えた
演算増巾器９４を含んでいるので、増巾器９４の
出力電圧は負になる。発光ダイオード（LED）
１００は定電圧ダイオードとして作用し、ポテン
シヨメータ１０２の両端に対称な正及び負電圧を
印加する。ダイオード１０４及び１０６は温度補
償用である。帰還電流が偏向コイル１４−１及び
１４−２からトランス２８及び９２を介して電流
検出用抵抗器９０に流れるので、抵抗器９０に発
生する電圧はこの帰還電流に比例する。ポテンシ
ヨメータ１０２の可変接点の電圧及び抵抗器９０
の電圧の差を分圧して、増巾器８６の反転入力端
子に供給する。増巾器８６の反転入力端子の分圧
電圧がフローテイング接地レベルに等しくなるよ
うに、増巾器８６は緩衝増巾器８８を駆動動して
出力電流を供給する。よつて、出力電流をポテン
シヨメータ１０２により制御できる。増巾器８４
及び９４は358型ICでもよい。
流源４２及び電源Ｖの回路図である。フローテイ
ング可変電流源４２は、可変電圧源８４、演算増
巾器８６、この増巾器８６用の緩衝増巾器８８、
電流検出用抵抗器９０、及び同相抑圧比を改善す
るトランス９２から構成する。可変電圧源８４
は、入力抵抗器９６及び帰還抵抗器９８を具えた
演算増巾器９４を含んでいるので、増巾器９４の
出力電圧は負になる。発光ダイオード（LED）
１００は定電圧ダイオードとして作用し、ポテン
シヨメータ１０２の両端に対称な正及び負電圧を
印加する。ダイオード１０４及び１０６は温度補
償用である。帰還電流が偏向コイル１４−１及び
１４−２からトランス２８及び９２を介して電流
検出用抵抗器９０に流れるので、抵抗器９０に発
生する電圧はこの帰還電流に比例する。ポテンシ
ヨメータ１０２の可変接点の電圧及び抵抗器９０
の電圧の差を分圧して、増巾器８６の反転入力端
子に供給する。増巾器８６の反転入力端子の分圧
電圧がフローテイング接地レベルに等しくなるよ
うに、増巾器８６は緩衝増巾器８８を駆動動して
出力電流を供給する。よつて、出力電流をポテン
シヨメータ１０２により制御できる。増巾器８４
及び９４は358型ICでもよい。
第５図の電源Ｖは演算増巾器１１０を含む電流
源として作用する。この増巾器１１０は非反転入
力端子にポテンシヨメータ１１２からの可変電圧
を受け、反転入力端端子にＳ字ひずみ補正用コン
デンサ１０からの帰還電圧を受ける。トランジス
タ１１４及び１１６は増巾器１１０からの出力信
号を増巾し、電流源トランジスタ１１８を駆動す
る。インダクタ４６の作用により、電源Ｖは高コ
ンプライアンスな電流源になる。帰還路により、
増巾器１１０はトランジスタ１１８からの電流を
変化させて、Ｓ字ひずみ補正用コンデンサ１０の
電圧を制御する。ピーク偏向電流はコンデンサ１
０の電圧に比例するので、画像巾をポテンシヨメ
ータ１１２により制御でき、ダイナミツクに変化
させてサイド糸巻ひずみを補正できる。
源として作用する。この増巾器１１０は非反転入
力端子にポテンシヨメータ１１２からの可変電圧
を受け、反転入力端端子にＳ字ひずみ補正用コン
デンサ１０からの帰還電圧を受ける。トランジス
タ１１４及び１１６は増巾器１１０からの出力信
号を増巾し、電流源トランジスタ１１８を駆動す
る。インダクタ４６の作用により、電源Ｖは高コ
ンプライアンスな電流源になる。帰還路により、
増巾器１１０はトランジスタ１１８からの電流を
変化させて、Ｓ字ひずみ補正用コンデンサ１０の
電圧を制御する。ピーク偏向電流はコンデンサ１
０の電圧に比例するので、画像巾をポテンシヨメ
ータ１１２により制御でき、ダイナミツクに変化
させてサイド糸巻ひずみを補正できる。
上述は本発明の好適な実施例について説明した
が、当業者には本発明の要旨を逸脱することなく
種々の変更が可能なことが理解できよう。例え
ば、スイツチング素子は電界効果トランジスタで
もよく、また本発明を垂直偏向回路に用いてもよ
い。更に本発明を走査変換器，撮像管，電子顕微
鏡等の偏向回路に用いてもよい。また帰線コンデ
ンサを除去し、フライバツク・トランスの浮遊容
量を帰線容量としてもよい。
が、当業者には本発明の要旨を逸脱することなく
種々の変更が可能なことが理解できよう。例え
ば、スイツチング素子は電界効果トランジスタで
もよく、また本発明を垂直偏向回路に用いてもよ
い。更に本発明を走査変換器，撮像管，電子顕微
鏡等の偏向回路に用いてもよい。また帰線コンデ
ンサを除去し、フライバツク・トランスの浮遊容
量を帰線容量としてもよい。
発明の効果
本発明によればトランスの巻線を介して偏向コ
イルの両端を電源に接続しているので、偏向コイ
ルに発生する帰線電圧が従来に比べ２倍となり、
帰線期間を短縮できると共に、可変遅延回路及び
固定遅延回路を介して駆動信号を第１及び第２並
列回路のスイツチング素子に供給し、可変遅延回
路の遅延時間を、偏向コイルの両端に発生するパ
ルスの位相差に応じて制御しているので、第１及
び第２並列回路のスイツチング素子を同時に導通
及び非導通とすることができ、よつて、偏向コイ
ル両端のフライバツク・パルスが対象となり、帰
線期間を効率的に短縮できる利益がある。またフ
ローテイング可変電流源はライバツクトランスを
介して偏向コイルに直流電流を流しているので、
これにより中心調整（センタリング）又は位置制
御を行うことができる。
イルの両端を電源に接続しているので、偏向コイ
ルに発生する帰線電圧が従来に比べ２倍となり、
帰線期間を短縮できると共に、可変遅延回路及び
固定遅延回路を介して駆動信号を第１及び第２並
列回路のスイツチング素子に供給し、可変遅延回
路の遅延時間を、偏向コイルの両端に発生するパ
ルスの位相差に応じて制御しているので、第１及
び第２並列回路のスイツチング素子を同時に導通
及び非導通とすることができ、よつて、偏向コイ
ル両端のフライバツク・パルスが対象となり、帰
線期間を効率的に短縮できる利益がある。またフ
ローテイング可変電流源はライバツクトランスを
介して偏向コイルに直流電流を流しているので、
これにより中心調整（センタリング）又は位置制
御を行うことができる。
第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図は
第１図の動作を説明する波形図、第３図は本発明
の他の実施例の回路図、第４図及び第５図は夫々
第３図の各部分の詳細な回路図である。 図において、１２及び１６は夫々スイツチング
素子、１４は偏向コイル、２８はトランス、３４
は可変遅延回路、３８は固定遅延回路、４８は位
相比較回路である。
第１図の動作を説明する波形図、第３図は本発明
の他の実施例の回路図、第４図及び第５図は夫々
第３図の各部分の詳細な回路図である。 図において、１２及び１６は夫々スイツチング
素子、１４は偏向コイル、２８はトランス、３４
は可変遅延回路、３８は固定遅延回路、４８は位
相比較回路である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ スイツチング素子及びダイオードを有する第
１並列回路と、 スイツチング素子及びダイオードを有する第２
並列回路と、 上記第１並列回路の一方の端子及び上記第２並
列回路の一方の端子間に接続された偏向コイル
と、 上記第１並列回路の他方の端子に接続されたコ
ンデンサと、 上記第１及び第２並列回路の上記一方の端子に
一端が夫々接続された２個の巻線を有し、該２個
の巻線の一方の他端に電源が接続されたトランス
と、 該トランスの上記２個の巻線の他端間に接続さ
れた可変電流源と、 上記第１及び第２並列回路の上記一方の端子に
夫々発生するパルスの位相を比較する位相比較器
と、 該位相較器の出力信号に応じた時間だけ駆動信
号を遅延させて、上記第１並列回路の上記スイツ
チング素子の導通及び非導通を制御する可変遅延
回路と、 所定時間だけ上記駆動信号を遅延させて、上記
第２並列回路の上記スイツチング素子の導通及び
非導通を制御する固定遅延回路とを具えた共振型
電磁偏向回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US449070 | 1982-12-13 | ||
| US06/449,070 US4554489A (en) | 1982-12-13 | 1982-12-13 | Resonant magnetic deflection circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59117868A JPS59117868A (ja) | 1984-07-07 |
| JPH0325074B2 true JPH0325074B2 (ja) | 1991-04-04 |
Family
ID=23782757
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58234900A Granted JPS59117868A (ja) | 1982-12-13 | 1983-12-13 | 共振型電磁偏向回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4554489A (ja) |
| EP (1) | EP0115682B1 (ja) |
| JP (1) | JPS59117868A (ja) |
| CA (1) | CA1231181A (ja) |
| DE (1) | DE3366795D1 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4837457A (en) * | 1986-12-19 | 1989-06-06 | U.S. Philips Corp. | High voltage power transistor circuits |
| US4954757A (en) * | 1988-10-27 | 1990-09-04 | Hughes Aircraft Company | Linear deflection amplifier with energy recovery |
| JP4648952B2 (ja) * | 2008-01-22 | 2011-03-09 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 内燃機関制御装置 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3988637A (en) * | 1969-05-29 | 1976-10-26 | U.S. Philips Corporation | Circuit arrangement for generating in a picture display device a sawtooth current of line frequency having an amplitude varying at field frequency |
| US3764846A (en) * | 1972-03-06 | 1973-10-09 | Gte Sylvania Inc | Horizontal output circuitry for cathode ray tube system |
| JPS5419324A (en) * | 1977-07-14 | 1979-02-14 | Sony Corp | Current control circuit |
| US4323826A (en) * | 1978-04-17 | 1982-04-06 | Cpt Corporation | Drive circuits for a high resolution cathode ray tube display |
| US4301394A (en) * | 1979-11-28 | 1981-11-17 | Rca Corporation | Horizontal deflection circuit and power supply with regulation by horizontal output transistor turn-off delay control |
| NL8001729A (nl) * | 1980-03-25 | 1981-10-16 | Philips Nv | Schakeling voor het opwekken van een zaagtandvormige afbuigstroom door een horizontale afbuigspoel. |
| NL8100118A (nl) * | 1981-01-13 | 1982-08-02 | Philips Nv | Schakeling in een beeldweergeefinrichting voor het opwekken van een zaagtandvormige lijnafbuigstroom. |
| GB2098424B (en) * | 1981-05-11 | 1985-06-12 | Rca Corp | Horizontal driver and linearity circuit |
-
1982
- 1982-12-13 US US06/449,070 patent/US4554489A/en not_active Expired - Lifetime
-
1983
- 1983-12-07 CA CA000442789A patent/CA1231181A/en not_active Expired
- 1983-12-12 EP EP83307546A patent/EP0115682B1/en not_active Expired
- 1983-12-12 DE DE8383307546T patent/DE3366795D1/de not_active Expired
- 1983-12-13 JP JP58234900A patent/JPS59117868A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0115682B1 (en) | 1986-10-08 |
| US4554489A (en) | 1985-11-19 |
| JPS59117868A (ja) | 1984-07-07 |
| CA1231181A (en) | 1988-01-05 |
| EP0115682A1 (en) | 1984-08-15 |
| DE3366795D1 (en) | 1986-11-13 |
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