JPH0325084B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は振幅変調（AM）波を送出する無線放
送機などに用いられる変調器の改良に関するもの
で高い電力効率を得ると共に特性の向上を図つた
ものである。

（従来の技術） 振幅変調方式無線放送機の変調器には従来Ｂ級
変調器が多く用いられているが近年はPWM（パ
ルス幅変調）方式も多く用いられるようになり電
力効率の良い放送機も実用されている。しかし数
10kVで作動するような高電圧、大電力の放送機
を実現するには真空管の使用を余儀なくされるの
で真空管の寿命による保守経費が大きいという欠
点があつた。被変調器に真空管を使わざるを得な
いという制限がある放送機において変調器には真
空管を使用せず低耐圧のFET（電界効果トランジ
スタ）などの半導体素子を用いて実現する方法に
ついて、本発明者は入力音声のレベルを零から必
要な最大値までを数10段階（以下ステツプとい
う）に分割してデイジタル化し、数10ステツプの
スイツチング回路を比較的低耐圧のFET等にて
構成して上記各ステツプのデイジタル信号をサン
プリング出力したものをそれぞれステツプ毎の変
圧器の１次側に通じた後その２次側出力を整流し
かつこれを直列接続して加算し高電圧変調出力を
得る変調器を別途提案している。この方法は非常
に有効であるが音声波形の忠実な伝送という点に
ついて変調特性を向上するには分割ステツプ数を
増やすことが必要であつてステツプ数だけスイツ
チング回路、変圧器、整流器を必要とし経済性と
要求特性とが厳しく対立することが問題である。

（発明の具体的な目的） AM変調方式放送機の被変調器が真空管などの
陽極変調方式である場合に、通常必要である高耐
圧高電力出力の変調器を高耐圧の真空管などの能
動増幅素子を用いずに、比較的低い耐圧の半導体
素子によつて実現すること、しかも安価で特性の
良好な変調器を提供することが目的である。

（発明の構成） 第１図は本発明を実施した高効率高性能振幅変
調（DSB変調）器の構成例図である。図中音声
入力側のE_Vは直流基準電圧源で被変調器の搬送
波レベルを決めるための十分安定な電圧を供給
し、この変調器出力の搬送波レベルを決定する。
C_CはDCブロツクコンデンサでE_Vが音声入力側へ
影響を与えないようにする。記号１は入力（ａ
点）の電圧をデイジタル変換するＡ／Ｄコンバー
タでこの例では５ビツト出力であるから32分の１
の分解能を持つことになる。（この動作は入力電
圧を一定クロツク周波数でサンプリングしかつ線
形量子化を行うことであると説明してもよい。）
２はデコーダで、Ａ／Ｄコンバータ１のデイジタ
ル化されたバイナリコードをその値により出力Ｃ
１〜Ｃ３１がそれぞれ変化する、例えば１の出力
ｂ１〜ｂ５の各ビツトにすべて出力がなければＣ
１〜Ｃ３１にも出力がなく、ｂ１〜ｂ５すべてに
出力があればＣ１〜Ｃ３１すべてに出力が現れる
ようにしたもので結果としてａ点のレベルの変化
範囲でゼロを含めて32ステツプに分解された出力
が現れる。

３（Ｇ１〜Ｇ３１）は通常のANDゲート、４
はFETQ１〜Ｑ３１をドライブするドライバー、
Ｔ１〜Ｔ３１は変圧器でその１次と２次のコイル
は直流的に十分絶縁されている。Ｄ１〜Ｄ３１は
ダイオード使用の全波整流器、L₀，C₀は低域
波器（LPF）を形成し音声周波数以上の成分を
除去する。

７は差動増幅器で、音声入力信号と、この変調
器出力中Ｃ１〜CnとＲ１〜Rnの直並列合成回路
とC_V，R_Vの並列回路によつて分圧された分の波
形を差動的に動作させる。６は約100kHzの３角
波発生器、５は７の出力すなわち音声入力とこれ
に対応する大きさとした変調器出力の差成分レベ
ルにより出力パルス幅が変化するパルス幅変調器
である。CfはC_V，R_Vに生ずる電圧のうち直流成
分をカツトし音声周波の低い成分に対してもリア
クタンスの小さいコンデンサである。

（発明の動作） まず第１図の基本的動作を(1)と(2)で説明する。

(1) 第１図の音声信号入力AFがない場合。

Ａ／Ｄコンバータ１の入力ａの電圧は搬送波
のみの時の変調器出力電圧を決めるための基準
電圧E_Vのみとなる。Ａ／Ｄコンバータの出力
は５ビツトのバイナリコードであるからデコー
ダの分解能は32分の１になる。判り易いように
搬送波のみのとき15に設定するとこのときＡ／
Ｄコンバータ１の出力はｂ１〜ｂ４のみでｂ５
には出力は出ない。これをデコーダ２によつて
５ビツトのバイナリコードを32ステツプ（ゼロ
を含めて）に変換するとＣ１〜Ｃ１５に出力が
現れる。デコーダ２の各ステツプ出力はAND
ゲートＧ１〜Ｇ３１にそれぞれ与えられるが、
これらのANDゲートはすべてサンプリング周
波数約100kHzの矩形波（パルス幅変調器５の
出力）でスイツチングされているためデコーダ
２の出力が存在するANDゲートの出力側には
矩形波信号が現れパルスドライバ４を通じてス
イツチングトランジスタ（この例ではFET）
Q₁〜Q₁₅がオン−オフを繰返す。

いまQ₁のみのスイツチングに注目すると、
変圧器Ｔ１の１次コイルにはQ₁によるスイツ
チング電流が流れその２次コイルには変成比に
比例した電圧が現れる。この２次コイル出力を
全波整流するダイオード回路Ｄ１〜Ｄ３１は出
力をすべて直列に接続してあるためＤ１によつ
て整流された出力電圧はＤ２〜Ｄ３１を通り
L₀，C₀よりなるLPFを経て出力ｅに現れる。
搬送波のみの場合には前記のようにＱ１〜Ｑ１
５がオン−オフを繰返しているのでＤ１〜Ｄ１
５で整流された電圧が積重ねられたものが出力
ｅに現れる。

(2) 音声信号が入力した場合。

Ａ／Ｄコンバータ１に音声信号とE_Vの合成
電圧が与えられるとその出力b₁〜b₅は音声信号
に従つて変化する。なおＡ／Ｄコンバータ１お
よびデコーダ２は十分高い数ＭHzのクロツク周
波数によりデータ変換、データラツチを行つて
いるがこれらについては公知であるから省略し
てある。

入力音声レベルに応じてｂ１〜ｂ５が変化す
るとデコーダ２のＣ１〜Ｃ３１の出力も変化す
る。もしＣ１〜Ｃ３１のすべてに信号出力があ
ればＱ１〜Ｑ３１のすべてのスイツチングが行
われ変圧器Ｔ１〜Ｔ３１のすべてのスイツチン
グ駆動が行われこの状態がこの変調器に最大出
力を発生する。また音声信号の変化に伴つてａ
点の合成電圧がゼロになるとＣ１〜Ｃ３１のす
べての出力側信号がなくなりＱ１〜Ｑ３１のす
べてのスイツチングを停止する。この状態がこ
の変調器の最低出力で零ボルトである。このよ
うに搬送波レベルを中心に音声が入力されると
音声レベルに従つて変調器の出力が変化し、被
変調器を駆動することができる。さらにＱ１〜
Ｑ３１はスイツチング動作（Ｄ級動作）を行う
ため電力効率は約90％となり非常に高い、しか
し分解能を高めるためステツプの数を増やせば
前記のように忠実な波形出力が得られるが経済
上の制約がある。

次にこの問題を５，６，７の働きによつてス
テツプ数を増やすことなく解決する本発明の手
段を説明する。

(3) パルス幅変調器５、三角波発生器６および差
動増幅器７の動作。

３角波発生器６はサンプリング周波数約
100kHzの３角波を発生している。パルス幅変
調器５にはこの３角波と差動増幅器７の出力が
入力する。このパルス幅変調器５の内部にはコ
ンパレータがあつて３角波入力と７の出力レベ
ルを比較して７よりの入力レベルの方が高いと
ANDゲートへの出力パルス幅が広くなり、７
よりの入力レベルの方が低いと出力パルス幅が
狭くなるように動作する。つぎに差動増幅器７
の＋入力側には音声入力信号AFが入力し、−入
力側にはこの変調器の出力ｅの出力電圧の一部
を位相回転させることなく入力されている。こ
の入力を帰還信号と呼ぶことにする。ここで
AFと帰還信号を差動増幅器で増幅するともし
変調器出力に歪みがある場合はその差の信号が
発生する。差動増幅器７は＋入力より−入力の
レベルが低いとその出力レベルが上昇し、逆に
−入力のレベルが高いと出力レベルは低下す
る。すなわち変調器出力ｅの音声波形と音声入
力AFの間に差があるとこの差成分をなくすよ
うに動作するのであるがこの動作は次に詳しく
説明する。

パルス幅変調器５の出力パルスは変調器出力
ｅを分圧したR_Vとアース間の電圧が音声信号
AFのレベルに対して低いとパルス幅が広くな
つてＧ１〜Ｇ３１に与えられる。他方Ｃ１〜Ｃ
３１の信号は音声周波数の瞬間瞬間のレベルを
ホールドしており約100kHzのサンプリング周
波数に対して音声信号の周波数は非常に低いか
らホールド時間も長い。このホールドされたＣ
１〜Ｃ３１はＧ１〜Ｇ３１においてパルス幅変
調された約100kHzのサンプリングパルスによ
つてスイツチングされる。パルス幅変調器５の
出力パルスの幅が広くなるとＱ１〜Ｑ３１のオ
ンの時間が長くなり、直流電源からＴ１〜Ｔ３
１に流れる時間が長くなる。直流電源の電圧は
一定としてあるから変圧器に供給される電力は
このとき大となり変圧器出力を整流した電力も
大きくなる。このことは被変調器のインピーダ
ンスはほぼ一定であるから変調器出力電圧が高
くなることを示している。逆にR_Vとアース間
の電圧が音声信号AFのレベルより高いときは
パルス幅変調器５の出力パルスの幅は狭くなり
Ｔ１〜Ｔ３１に供給される電力が低くなつて変
調器出力電圧は低下する。この動作の繰返しに
よつて変調器出力の波形は音声信号入力波形に
近づく。（第２図および第３図参照） (4) 効果の一例の説明 パルス幅変調されたパルスによりスイツチン
グ幅を変化させるように帰還回路を構成した本
発明の効果の一例を第２図と第３図によつて説
明する。第２図はパルス幅変調帰還をかけない
場合の第１図各部の波形である。これらの図中
のｉは直流電源から各変圧器に流れる電流波
形、ｄはＤ３１の出力波形、ｅは変調器出力波
形、AFは音声信号である。またこれらの波形
はデコーダの出力で時間t₀からt₁の間に１ステ
ツプ分AFの電圧が上昇した場合を示したもの
である。第２図においては細線で示したAFの
ようななだらかな音声信号に対して、デコーダ
の出力は１ステツプの変化をしてｉ（サンプリ
ングパルス幅は一定）のように変化し整流出力
ｄも図のように１ステツプ分増加するから
LPFを経た変調器出力波形ｅは太線のように
変化する。ただしこの図形はわかり易く極端な
例で示してある。このように波形に歪みが生ず
ることに対してはLPFのカツトオフ周波数を
下げることによつてある程度改善することは可
能である。

第３図は本発明回路の各部波形図で、パルス
幅変調帰還をかけることにより図のｅ曲線のよ
うになだらかな入力音声AFに忠実な特性が得
られることは明白である。

（発明の効果） 第１図に示すように音声信号をデイジタル化し
かつ数10分の１に分割した出力のサンプリングパ
ルスによる各スイツチング回路の出力を変圧器に
流し、その直流的に絶縁した２次側の整流出力を
カスケード接続して段階状波形を得る変調器に前
記のパルス幅変調帰還を行うことによつて音声信
号入力に忠実な変調出器出力を得ることができ
る。このときデイジタル化信号の分割度は一定数
たとえば32（2⁵）としそれ以上にステツプ数を増
加せずに十分良好な特性が得られるという特徴が
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による高効率振幅変調器の構成
例図、第２図はパルス幅変調帰還をかけない場合
の第１図各部の波形図、第３図はパルス幅変調帰
還をかけたときの第１図各部の波形図である。 １……Ａ／Ｄコンバータ、２……デコーダ、３
……ANDゲート、４……パルスドライバ、５…
…パルス幅変調器、６……３角波発生器、７……
差動増幅器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力音声信号を搬送波のレベル設定基準電圧
   と共にＡ／Ｄコンバータとデコーダの回路に入力
   させて段階的にデイジタル化し、入力音声信号の
   レベルに応じて得られた各段階のデイジタル信号
   をパルス発生器からのサンプリングパルスによつ
   てスイツチングされる各段階毎のスイツチングゲ
   ート回路からそれぞれ取り出し増幅して、変圧器
   の１次巻線を負荷とする前記段階毎のスイツチン
   グ半導体素子をそれぞれスイツチングさせ、前記
   １次巻線と直流的に絶縁された前記変圧器の２次
   巻線から得られた出力を整流した電圧を前記段階
   の順に加算した電圧を低域ろ波器に通じて変調器
   出力とする振幅変調器において、 前記入力音声信号を一方の入力とし、前記変調
   器出力を分圧した電圧を他方の入力とする差動増
   幅器と、 前記パルス発生器からの出力を前記差動増幅器
   からの出力によつてパルス幅変調を行つて前記サ
   ンプリングパルスとするパルス幅変調器と を備えて、前記各段階毎のスイツチングゲート回
   路のスイツチング幅を前記入力音声信号が変調器
   出力を分圧した電圧より大であるか低いかによつ
   てより広くまたはより狭く変化させるようにした
   ことを特徴とする高効率振幅変調器。