JPH0325899A - スイッチングモード電源 - Google Patents

スイッチングモード電源

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JPH0325899A
JPH0325899A JP2148436A JP14843690A JPH0325899A JP H0325899 A JPH0325899 A JP H0325899A JP 2148436 A JP2148436 A JP 2148436A JP 14843690 A JP14843690 A JP 14843690A JP H0325899 A JPH0325899 A JP H0325899A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の分野〕 本発明は高圧放電ランプの始動（ｉｇｉｎｉｔｉｏｎ＞
及び動作（ｏｐｅｒａｔ　ｉｏｎ）に適切なスイッチモ
ード電源に関するもので、該スイッチモード電源は、導
通状態と非導通状態とに交互にスイッチング手段を切り
換えることにより人力電圧から前記ランプ用の電流を発
生するためのスイッチング手段、誘導手段、容量性緩衝
手段及び整流手段と、前記導通状態に前記スイッチング
手段を切り換えるためのスイッチングオン信号と前記非
導通状態に前記スイッチング手段を切り換えるためのス
イッチングオフ信号とを有するスイッチング信号を供給
するための制御回路とを備える。
〔発明の背景〕
この様なスイッチモード電源は英国特許出願第２．　１
０２．　６４１号により既知である。前記スイッチング
信号は個別の発振器により前記制御回路内で発生される
。前記ランプに対する出来るだけ一定な電流の供給を得
るために、前記既知のスイッチモード電源は前記スイッ
チング手段を流れる電流の検出のための回路手段を備え
る。前記回路手段は最大電流を検出するやいなや、スイ
ッチング信号の発生を遮断してスイッチング手段を流れ
る電流が最大値に制限されることを保証する。この結果
として、前記スイッチング手段は非導通状態になる。
前記既知のスイッチモード電源の欠点は、電流検知手段
と個別の発振器との両方を必要とすることである。よっ
て、スイッチモード電源の構造はかなり複雑になる。本
発明はとりわけ前記ランプへの電流供給の制限性を維持
しながら同時にスイッチモード電源の比較的簡単な構造
を提供することを目的とする。
［発明の要約］ この目的のために本発明によれば、冒頭に記載したよう
なスイッチモード電源は、誘導手段による電流検知のた
めの回路手段を有し、この回路手段は同時にスイッチン
グ信号を発生することを特徴としている。
本発明によるスイッチモード電源の利点は、個別の発振
器の使用をもはや必要としないことである。前記スイッ
チング手段を介する代わりに前記誘導手段を介しての電
流の検出は、更に前記電流供給の制限が単に最大の限度
に制限されることがないという利点を有する。
本発明によるスイッチモード電源の好ましい実施例にお
いて、前記回路手段はスイッチオン信号を発生するため
の発生源として誘導手段の第一次巻線部を有している。
更に他の実施例において、前記回路手段がスイッチオフ
信号を発生するための第一信号源として前記誘導手段の
第二巻線部を備える。大変簡便で効率的な方法により、
前記スイッチング信号の発生は前記誘導手段にお１ノる
電流検出と関連付けられる。本発明によるスイッチモー
ド電源を更に改良したものにおいては、回路手段も又容
量性手段を有し、この容量性手段は前記誘導手段と共に
前記スイッチオン信号を発生するための信号源を駆動す
るための発振回路を構成する。これは簡単な方法で非常
に高い再現性のある検出を得ることを可能にする。特に
、電流減少から電流増加への遷移は検出のための適切な
判定基準である。
好ましくは、本発明によるスイッチモード電源の制御回
路は前記第一信号源を用いて制御され、かつ、スイッチ
ングオフ信号を発生するように作用する双安定マルチバ
イブレーターを備える。これは、とりわけ前記スイッチ
ングオフ信号が比較的簡単な手段により発生することが
でき、これらの簡単な手段は特に小型化に適している。
更に有利な実施例に於いて、回路手段はランプ電圧に応
じて前記マルチバイブレーターを制御するための第二信
号源を備える。これは前記ランプへの電流の供給を電流
検出によって制限することができるのみならず、前記ラ
ンプ電圧に依存して制御することが出来ることを可能に
する。これはスイッチモード電源を用いてランプへ供給
される電力を制御することが出来るという利点を有して
いる。
〔実施例〕
本発明によるスイッチモード電源の実施例を図面を参照
して説明する。
図において、第１図はスイッチモード電源の原理回路図
を示し、第２図は、第１図の回路図のスイッチングオン
信号を発生するための一部を部分的に詳細に示し、第３
図は第１図の回路図のスイッチングオフ信号を発生する
ための一部を部分的に詳細に示し、第４図は第１図に示
す制御回路を詳細に示し、第５図は第１図に示すスイッ
チモード電源により得られる電流電圧特性を示す。
第１図において、参照記号Ａは入力電圧のための結合端
子を示す。スイッチング手段ｌ１誘導手段２、容量性緩
衝手段３及び整流手段４を用いてランプ５用の電流を前
記入力電圧より発生する。
前記ランブ５を出力端子Ｂに直接接続することができる
。前記ランプは前記出力端子Ｂに接続される転流回路網
（ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ　ｎｅｔｗｏｒｋ　）に組み
込まれることも可能である。前記電流を前記スイッチン
グ手段ｌを交互に導通状態と非導通状態に切り換えるこ
とにより発生する。前記スイッチング手段１はスイッチ
ング信号により切り換えられ、このスイッチング信号は
制御回路Ｉにより供給される。前記誘導手段２による電
流検知のための回路手段２０は、同時に前記スイッチン
グ信号を発生させるのに利用する。当該例はダウンコン
バータ型のスイッチモード電源である。前記スイッチン
グ手段１の導通状態において、この手段は誘導手段２及
び容量性緩衝手段３と共に主要電流回路を構或する。前
記スイッチング手段１の非導通状態において、前記主要
電流回路は前記整流手段４、前記誘導手段２及び前記容
量性緩衝手段３により構或される。
第２図において、前記回路手段の一部を前記スイッチン
グオン信号の発生に関して示している。
チョークコイル形状の前記誘導手段２の補助巻線形態の
第一巻線部２ｌは、前記電流検知手段及び前記人力信号
を発生するための信号源の両方を構成する。前記補助巻
線２ｌにおいて発生する電圧は前記制御回路の結合コン
デンサ１００及びインピーダンス１０１を介して、前記
スイッチング手段１に供給される。参照番号３０は一方
において前記スイッチングオフ信号の供給に、他方にお
いて前記スイッチング手段のスイッチング状態を維持す
るための手段に関する前記制御回路の一部を示す。
前記回路手段は更にコンデンサ２２として表される容量
性手段を有し、このコンデンサ２２は前記チョークコイ
ル２と共に信号源として動作する前記補助巻線２１を駆
動するための振動性回路を構成する。
前記スイッチング手段１が非導通状態に切り換えられる
と、値が減少する電流がダイオードの形態の整流手段４
を介して、前記チョークコイル２を恒久的に流れる。前
記チョークコイル２を流れる電流が０になる瞬間から、
前記ダイオード４を介するそれ以上の導通が不可能とな
る。しかしながら、同時に前記コンデンサ２２を介して
電流導通路が形或されるので前記チョークコイル２及び
前記コンデンサ２２を有する振動性回路が得られる。
前記振動性回路の発振により再び前記チョークコイル２
を流れる電流が増加するや否や、前記補助巻線２１に正
電圧が誘起される。この電圧は前記結合コンデンサ１０
０及び抵抗１０１を介して前記スイッチングオン信号を
前記スイッチング手段１に供給する。こうして前記補助
巻線２ｌはスイッチングオン信号を発生するための信号
源を形成する。
前記スイッチングオフ信号を発生するための前記回路手
段２０の一部を第３図により詳細に示す。
前記チョークコイル２の補助巻線２３の形態の第二巻線
は電流源２４の一部を形成し、この電流源によりコンデ
ンサ２４０は充電される。コンデンサ２４０はバイボー
ラトランジスタ２７のベース２７ｂに接続され、このト
ランジスタは双安定マルチバイブレーク２５の一部を形
或する。電圧分割ネットワーク２６内の異なるブレーク
ダウン電圧調整の数を増加することにより、前記電圧分
割ネットワーク２６内に発生する信号への前記ランプ電
圧の依存性を副分割することが出来る。図示の実施例に
おいて、これは他のブレークダウン電圧調整のために既
にあるゼナーダイオード２９を用いて効果的に達戊され
る。この目的のために、前記電圧分割ネットワーク２６
はダイオード２６４を介して前記ゼナーダイオード２９
に接続される。
前記双安定マルチバイブレータ２５はトランジスタ２８
により構或される電流源を備え、このトランジスタ２Ｂ
のコレクタ２８ｃは前記制御回路Ｉに接続される。トラ
ンジスタ２７のエミッタ２７ｅに結合された前記トラン
ジスタ２８のエミッタ２８ｅは共通抵抗３２を介してア
ースに接続される。前記トランジスタ２７には捕助電圧
＋Ｖが供給される。前記トランジスタ２Ｂのベース２８
ｂはまた前記袖助電圧＋Ｖに接続され、又ゼナーダイオ
ード２９を介して、アースに接続される。前記エミッタ
２８ｅ及びベース２８ｂはダイオード３ｌを介して相互
接続されている。
前記コンデンサ２４０も又電圧分割ネットワーク２６に
接続され、このネットワークは出力端子Ｂに接続されて
いる。前記電圧分割ネットワーク２６は、前記コンデン
サ２４０のインピーダンス順応としてトランジスタ２６
０を備える。更に、前記トランジスタ２６０は前記電圧
分割ネットワーク２６を介して前記コンデンサ２４０が
放電するのを防止する。前記電圧分割ネットワークは前
記コンデンサ２４０に電圧を与え、この電圧は前記出力
端子Ｂの電圧に関係する。当該実施例において、前記電
圧分割ネットワーク２６がゼナーダイオード２６１を備
える第一ブランチと、ゼナーダイオード２６２及び２６
３を備える第二ブランチとを有する。前記電圧分割ネッ
トワーク２６の第一及び第二のブランチのための異なる
ブレーク電圧調整により、前記ネットワークは前記ラン
プ電圧に依存した信号源として働く。
前記コンデンサ２４０を介して前記マルチバイブレーク
２５は制御される。
前記スイッチモード電源の当該実施例は、前記スイッチ
ング手段１の導通状態において前記トランジスタ２８が
導通するように構或される。前記チョークコイル２を流
れる電流は、前記補助巻線２３に電圧を誘起し、前記コ
ンデンサ２４０は前記電流源２４を介し、これによって
充電される。これにより生ずる前記トランジスタ２７の
ベース２７ｂに於ける電圧は前記トランジスタ２７を流
れる電流を増加させ、前記エミッタ２７ｅの電圧を増加
させ、従って前記エミッタ２８ｅの電圧も増加させる。
前記エミッタ２８ｅに於ける電圧が前記ベース２８ｂに
於ける電圧に等しくなるやいなや、前記トランジスタ２
８は非導通状態に切り換えられ、又前記マルチバイブレ
ー夕を動作する。この様にして、前記スイッチングオフ
信号が形戊される。前記トランジスタ２８が非導通状態
に切り換えられると、前記コイルを流れる電流の値は最
大に制限される。この最大の大きさも又前記電圧分割回
路２６から発生する電圧により規定される。前記スイッ
チング手段１が非導通状態である期間、前記電圧分割回
路２６から発生する電圧と前記コンデンサ２４０の電圧
とが等しくなるまで前記コイル２を通りダイオード４０
を介して前記コンデンサ２４０は放電するであろう。
前記制御回路■は前記スイッチングオン信号が供給され
ると、前記マルチバイブレー夕もまた動作し、次いで前
記トランジスタ２８も再び導通となるように設計される
。
当該実施例において、前記制御回路は第４図に示すよう
な態様で構或される。電界効果型トランジスタ（ＦＢＴ
）として構或されている前記スイッチング手段１の制御
電極ｌ５は、トランジスタ３５を介して主電極１ｄに接
続される。前記制御電極ｌ５はまたインピーダンス１０
１及び前記コンデンサ１００を介して上記の回路手段２
０により発生するスイッチングオン信号の現れる接合点
Ｅに接続する。前記トランジスタ３５のベース３５ｂは
電圧分割回路３６、３７のタッピング点に接続され、こ
の電圧分割回路は一方で前記コンデンサ１００に接続さ
れ、他方で接続点Ｄに接続されている。前記接続点Ｄに
前記回路手段２０で発生するスイッチングオフ信号が現
れる。前記回路部分３５、３６及び３７は、一方でスイ
ッチングオフ信号の供給に、他方で前記スイッチング手
段ｌのスイッチング状態を維持するための手段に関し、
前記制御回路の一部３０の主要な部分を構或する。これ
について更に詳しく説明をする。
前記接続点Ｅでスイッチングオン信号として現れ、前記
回路手段内で発生する正電圧は、前記コンデンサ１００
及び抵抗１０１を介して前記制御電極ｌ５に供給され、
この結果として前記トランジスタ（ＰＢＴ）　１は導通
状態になる。この正電圧はまた前記マルチバイブレータ
２５のトランジスタ２８が前記電圧分割回路３６、３７
及び前記接続点Ｄを介して導通状態になることを確実に
する。前記マルチバイブレー夕はこれ．により始動する
。
前記トランジスタ２８が導通となる事実により、トラン
ジスタ３５のベース３５ｂに於ける電圧は減少し、そし
てトランジスタ３５は非導通状態となる。
前記マルチバイブレータ２５のトランジスタ２８が導通
である限り、前記トランジスタ３５は非導通状態であり
、これにより前記トランジスタ（Ｆｔ！Ｔ）　１は導通
状態である。
前記マルチバイブレータ２５が始動し、前記トランジス
タ２８が非導通状態に切り替わるやいなや、トランジス
タ３５のベース３５ｂに於ける電圧は増加する。前記ト
ランジスタ３５はこの様にして導通状態となり、これに
より前記制御電極１５及び主電極ｌｄを短絡する。前記
制御電極ｌ５と主電極１ｄとの間の短絡により、前記ト
ランジスタ（１？ロＴ）ｌは非導通状態となる。この様
にして前記トランジスタ３５は接続端子Ｄに現れるスイ
ッチングオフ信号を前記スイッチング手段１に供給する
。
前記接続点Ｅにスイッチングオン信号が現れる瞬間まで
、前記トランジスタ３５は導通状態のまま残存し、従っ
て前記トランジスタ（ＦＢＴ）　ｌは非導通状態のまま
残存する。
前記制御回路のこの構成において、特に簡便で効果的な
方法により前記回路手段２０で発生するスイッチング信
号は前記スイッチング手段ｉに供給され、一方同時にス
イッチングオン信号とスイッチングオフ信号との間及び
スイッチングオフ信号とスイッチングオン信号との間の
各々の期間、前記スイッチング手段ｌのスイッチング状
態を確実に維持することが出来る。この様にして前記ト
ランジスタ３５は大変簡便で信頼出来る構成を有するス
イッチング短絡手段の形態の維持手段に属し、更に前記
制御回路について説明されるような構或の利点がある。
前記スイッチング手段ｌのための保護として、過電圧保
護は前記維持手段の一部として形或されても良く、例え
ば前記トランジスタ３５に並列のゼナーダイオード（図
示せず）の形態でも良い。
当該例の実際的な実施例に於いて、スイッチング千段ｌ
はＦＢＴとして構或される。前記スイッチモード電源は
１５０ないし１９０■の入力電圧に適していて、２００
Ｗの公称電力を有する高圧メタルノ＼ライドランブの始
動及び動作のために用いられる。
このランプの安定した動作点は、６０Ｖで３．３八にあ
る。このランプは転流回路網（　ｃｏｍｍｕＬａｔ　ｉ
ロｎｎｅｔｗｏｒｋ）に含まれる。
前記誘導手段２は、各々３３及び３４の巻数を有する二
重コイル巻線のチョークコイルとして構成され、第一巻
線部２ｌとして８巻数からなる補助巻線と、第二巻線ｉ
！’Ｂ２３としてｌ７巻数からなる補助巻線とを備える
。
前記電圧分割ネットワーク２６の第一のブランチのゼナ
ーダイ才一ド２６１は、２７Ｖのゼナー電圧を有する（
型番ＢＺＸ　８４）。第二のブランチのゼナーダイオー
ド２６２及び２６３は全体で１０６　Ｖのゼナー電圧を
有する（両方とも型番ＢＺＸ　８４である）。前記ゼナ
ーダイオード２９は、６，２Ｖのゼナー電圧を有し、一
方補助電圧＋Ｖは１２Ｖとなる。双安定マルチバイブレ
ータ２５のトランジスタ２８は型８　０Ｆ６２２からな
り、２００　Ｖのコレクターエミッター電圧に適してい
る。
前記スイッチモード電源の当該実施例の実際の構成で、
第５図に示すような電流電圧特性が得られる。前記ラン
プへ供給される電流は横軸にプロットされ、出力端子Ｂ
における電圧は縦軸にプロットされる。出力端子Ｂにお
ける電圧は、１２０　Ｖに制限される（第５図に於ける
点Ｋ）。電流が増加するにつれて、線分Ｋ−Ｌに追随す
る。＋１５　Ｖの電圧及び１．５Ａの電流は、点Ｌに対
応する。前記線分Ｌ−Ｍ及び線分Ｍ−Ｎは共にランプに
供給される電力が電圧分割ネットワーク２６で発生する
信号を用いて規定される特性の一部を形成し、２本の線
分への副分割は前記ゼナーダイ才一ド２９のブレークダ
ウン電圧により得られる。点Ｍは６０Ｖの電圧及び３．
３Ａの電流に対応し、一方、点Ｎは２６Ｖの電圧及び６
．８Ａの電流に対応する。６．８Ａの電流は同時に前記
スイッチング供給によりランプへ供給される電流の最大
値を形成する。
前記ランプの始動のための電流は未だ供給されていない
。この特性において、これはスイッチング供給の動作点
Ｋに対応する。図示されていないがスターターを用いて
生じる始動の間、まず最初に少量の電流が供給される。
この特性において、これは線分Ｋ−Ｌにより示される。
ランプの含まれる転流回路（ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ　
ｃｉｒｃｕｉｔ）はスターティングモードに於いて動作
する。前記スターターを用いて発生するスターティング
パルスによるランプのブレークダウンが生ずるやいなや
、前記転流回路（ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ　ｃｉｒｃｕ
ｉｔ）は動作モードとなる。前記ブレークダウンにより
、ランプの電圧は非常に低くなる。この特性において、
前記スイッチモード電源の動作点は急激に線分Ｋ−Ｌか
ら線分Ｎ−０に移行される。次いで、前記ランプの電圧
は徐々に増加して安定した動作状態に達する。
図示の特性において、動作点は線分Ｎ−０から線分Ｎ−
Ｍを介して点Ｍに移行し、この点は動作中のランプの安
定した動作点に対応する。前記ランプの安定した動作点
に関連するランプの電圧が、５０Ｖより高い場合、スイ
ッチモード電源の動作点は図示の特性において線分Ｍ−
Ｌ上で移動するであろう。
このように説明したスイッチモード電源で動作するラン
プは、一定の出力で実質的に一定値の光束を有し、従っ
てなかでも投写の目的のための光源として用いるのに適
している。
【図面の簡単な説明】
図において、第１図はスイッチモード電源の原理回路図
を示し、第２図は第１図の回路図のスイッチングオン信
号を発生するための一部を部分的に詳細に示し、第３図
は第１図の回路図のスイッチングオフ信号を発生するた
めの一部を部分的に詳細に示し、第４図は第１図に示す
制御回路を詳細に示し、第５図は第１図に示すスイッチ
モード電源により得られる電流電圧特性を示す。 ３６、３７・・・電圧分割回路、４０・・・ダイオード
、１００・・・結合コンデンサ、１０１・・・抵抗、２
４０・・・コンデンサ、２６０・・・トランジスタ、 ２６１・・・第一のブランチのゼナーダイオード、２６
２　、２６３・・・第二ブランチのゼナーダイオード、
２６４・・・ダイ才一ド。 ｌ・・・スイッチング手段、ｌｄ・・・主電極、２・・
・誘導手段、３・・・容量性緩衝手段、４・・・整流手
段、５・・・ランプ、ｌ５・・・制御電極、２０・・・
回路手段、２ｌ・・・第一巻線部、２２・・・コンデン
サ、２３・・・補助巻線、２４・・・電流源、２５・・
・双安定マルチバイブレー夕、２６・・・電圧分割ネッ
トワーク、２７・・・トランジスタ、２７ｂ・・・トラ
ンジスタのベース、 ２７ｅ・・・トランジスタのエミツタ、２８・・・トラ
ンジスタ、

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、スイッチング手段を導通状態と非導通状態とに交互
    に切り換えることにより入力電圧からランプ用の電流を
    発生するためのスイッチング手段、誘導手段、容量性緩
    衝手段及び整流手段と、前記導通状態に前記スイッチン
    グ手段を切り換えるためのスイッチングオン信号と前記
    非導通状態に前記スイッチング手段を切り換えるための
    スイッチングオフ信号を有するスイッチング信号を供給
    するための制御回路とを備え、高圧放電ランプの始動（
    ｉｇｉｎｉｔｉｏｎ）及び動作（ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）
    に適したスイッチモード電源において、 前記誘導手段による電流検知のための回路手段を有し、
    この回路手段は同時に前記スイッチング信号を発生する
    ことを特徴とするスイッチモード電源。 ２、請求項１に記載のスイッチモード電源において、前
    記回路手段は前記スイッチングオン信号を発生するため
    の発生源として前記誘導手段の第一次巻線部を有するこ
    とを特徴とするスイッチモード電源。 ３、請求項２に記載のスイッチモード電源において、回
    路手段は更に容量性手段を有し、この容量性手段は前記
    誘導手段と共に前記スイッチングオン信号を発生するた
    めの前記信号源を駆動するための振動性回路を構成する
    ことを特徴とするスイッチモード電源。 ４、請求項１、２又は３に記載のスイッチモード電源に
    おいて、前記回路手段が前記スイッチングオフ信号を発
    生するための第一信号源として前記誘導手段の第二巻線
    部を備えることを特徴とするスイッチモード電源。 ５、請求項４に記載のスイッチモード電源において、前
    記制御回路は前記第一信号源により制御されて前記スイ
    ッチングオフ信号を発生する双安定マルチバイブレータ
    ーを備えることを特徴とするスイッチモード電源。 ６、請求項４又は５に記載のスイッチモード電源におい
    て、前記回路手段はランプ電圧に依存して前記マルチバ
    イブレーターを制御するための第二信号源を備えること
    を特徴とするスイッチモード電源。
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