JPH03259218A - 液晶駆動回路、液晶用電源回路および液晶駆動方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は液晶負荷を駆動する液晶駆動回路と、液晶用電
源回路と、液晶駆動方法とに関する。

〈従来の技術〉 数字や文字等の書き換え可能な表示手段として液晶が広
く用いられている。

そして、液晶は、小型表示に適し、しかも消費電力が少
ないことから特に、電卓等の太陽電池もしくは小型電池
を電源とする表示手段として普及している。　すなわち
、液晶は、ブラウン管等の書き換え可能な表示方法に比
して消費電力が小さいため、省電力を特徴とする表示手
段と云える。

しかし最近は大面積を特徴とする液晶フィルムや液晶パ
ネルが登場してきてる。

これらは、主に、ＴＮ液晶を樹脂状のサブストレート中
に封入してラミネートしたものであり、以前のように、
封入ガラスのスペーシング巾をスペーサー等で厳密に制
御する必要がない。　そして、液晶を封入した樹脂自体
がスペーサーの役割をかねるので、大面積のものを作製
し易くなったのが特徴である。

このような新しい大面積の液晶フィルムや液晶パネルは
、当然その特徴を活かして、以前の小面積で微細な表示
の出来る表示分野よりも、むしろ単純な光シヤツターも
しくは視界シャッター等の用途で、例えば、窓ガラスや
車窓等に用いられたり、あるいは電話ボックスの視界シ
ャッター等比較的単純で大面積の用途が志向されている
。

しかし、液晶が樹脂に封入されている大面積の液晶を駆
動するには、以前の小面積の液晶駆動電圧よりも１桁高
い駆動電圧が要求される。

このため、容量性負荷であることに由来するキャパシタ
ンスロスないし誘電損失が駆動電圧と供に増加する。

このように駆動電圧の高い大面積の液晶パネルや液晶フ
ィルムにおいては、当然のことながら以前のように、液
晶は低消費電力と云う常識は通用しない。

すなわち駆動電圧が以前の液晶よりも一部高く、かつ大
面積の用途を志向するこれら新しいフィルム液晶やパネ
ル液晶の分野においては、駆動電力の低下を図ることが
重要な新たな課題である。

〈発明が解決しようとする課題〉 本発明の主たる目的は、高いエネルギー効率を有する液
晶駆動回路と、液晶用電源回路と、液晶駆動方法とを提
供することにある。

〈課題を解決するための手段〉 このような目的は下記（１）〜（１４）の本発明によっ
て達成される。

（１）直列結合成分の一部に容量性負荷特性を有する液
晶と、インダクタとを含む液晶回路を構成し、 前記液晶回路の一端を、一対の正負スウィッチをトラン
スの一次側に結合して一次側回路をインバータの直流入
力電源の中間電位端子または接地端子に結合したことを
特徴とする液晶駆動回路。

（２）直列結合成分の一部に容量性の負荷特性を有する
液晶を含む液晶回路を構成し、この液晶回路をトランス
の二次側の出力端子に結合し、 （６）前記インダクタまたはトランスの一次側に直列結
合して一次側回路を構成し、前記一次側回路の一端を、
一対の正負スウィッチをトランスの一次側に結合して一
次側回路をインバータの直流入力電源の中間電位端子ま
たは接地端子に結合したことを特徴とする液晶駆動回路
。

（３）前記トランスの二次側の出力端子に、液晶と直列
に補償用インダクタを挿入した上記（２）に記載の液晶
駆動回路。

（４）前記液晶回路の他端に、容量のほぼ等しい一対の
コンデンサを並列結合し、この一対のコンデンサの他端
をインバータの直流入力電源端子間に架橋結合した上記
（１）に記載の液晶駆動回路。

（５）前記一次側回路の他端に、容量のほぼ等しい一対
のコンデンサを並列結合し、この一対のコンデンサの他
端をインバータの直流入力電源端子間に架橋結合した上
記（２）または（３）に記載の液晶駆動回路。

（６）前記インダクタまたはトランスのインダクタンス
により、前記インバータのスウィッチ開閉動作時の電流
を減少させ、しかも前記インバータを経てＥＬまたは両
極性コンデンサにチャージアップされた電荷を、同一供
給電源側に逆流電流として回収する上記（１）ないしく
５）のいずれかに記載の液晶駆動回路。

（７）前記インバータの一対の正負スウィッチのそれぞ
れは、スウィッチング機構をバイパスするバイパスチャ
ネルを有する上記（１）ないしく６）のいずれかに記載
の液晶駆動回路。

（８）前記バイパスチャネルは、逆流電流バイパスダイ
オードを有する上記（７〉に記載の液晶駆動回路。

（９）前記インバータの一対の正負スウィッチのそれぞ
れに、前記バイパスチャネルの内側に順方向にダイオー
ドを挿入した上記（８）に記載の液晶駆動回路。

（１０）前記インバータの一対の正負スウィッチをそれ
ぞれ、電流値が零になると自動的にチャネルを閉成する
ゼロクロススウィッチ機構を用いて構成した上記（７）
ないしく９）のいずれかに記載の液晶駆動回路。

（１１）前記インバータの一対の正負スウィッチのそれ
ぞれのスウィッチング周波数および／またはチャネル開
成時間を可変設定できる上記（１）ないしくｌ　Ｏ）の
いずれかに記載の液晶駆動回路。

（１２）前記液晶回路が前記液晶を脱着可能に結合でき
る結合端子を有し、この結合端子に前記液晶を結合する
ことにより上記（１）ないしく１１）のいずれかに記載
の液晶駆動回路が構成される液晶用電源回路。

（１３）上記（１）ないしく１１）のいずれかに記載の
液晶駆動回路を用いてインバータによるプッシュプル駆
動を行い、 前記インバータの入力電源からインバータを経て液晶ま
たは両極性コンデンサに交互にチャージアップされる電
荷を、同一供給電源側に逆流電流として回収することを
特徴とする液晶駆動方法。

（１４）前記液晶回路または前記一次側回路のインダク
タンスの作用により、前記インバタータの一対の正負ス
ウィッチの開成動作時における電流値の急峻や立ち上が
りを抑制し、かつスウィッチの閉成動作時における電流
値を減少させて、スウィッチングエネルギーロスを減少
させる上記（１３）に記載の液晶駆動方法。

く作用〉 本発明は、液晶パネルもしくは液晶フィルムにチャージ
アップされた電力（電荷）をＬＣＲもしくはＬＣ回路に
おける電流の振動現象を利用して、供給電源側に逆流電
流として回収しようと云うもので、エネルギー効率的に
は次の２つの作用が同時に達成される。

■液晶パネルないし液晶フィルムにインバータの一対の
チャネルを経て交互にチャージアップされる正負の電荷
を、対向チャネルが開成（ＯＮ）する前にそれぞれの供
給電源側に逆流電流として回収することにより、正負電
荷の再結合を抑制し、電荷再結合による電力損失の解消
もしくは減少を図る。

■ＬＣＲ回路におけるインダクタンスにより、インバー
タのチャネル開成（ＯＮ）時の急峻な電流値の立ち上が
りを抑制し、さらに、電流値が零になる処で、インバー
タのスウィッングチャネルを閉成し、あるいはバイパス
回路に電流を逃してやることにより、スウィッチングチ
ャネル開閉に伴うスウィッチングエネルギーロスの解消
もしくは減少を図る。

〈実施例〉 本発明の第１の態様の具体的回路構成を第１図および第
２図に従い説明する。

本発明の電源回路においては１対のスウィッチＴｒ＋　
、Ｔｒ２をトランスが＋Ｅ１−Ｅのデュアルモードある
いは＋２Ｅのシグルモードの直流電源に接続される。

インバータは公知のいずれのものであってもよく、スウ
ィッチＴｒ＋　　Ｔｒ２がスウィッチング周波数ｆによ
り交互に開閉される。　　スウィッチＴ　ｒ　＋　、　
Ｔ　ｒ　２としては、耐圧が２Ｅ以上のパワートランジ
スタや、パワーＭＯＳＦＥＴ等を用い、プッシュプルイ
ンバータを構成することが好ましい。

なお、図示例では、Ｔｒ、　　Ｔｒ２および後述のＴｒ
３　　Ｔｒ４、Ｔｒ５．Ｔｒａとしテ４．ｔ、パワーＭ
Ｏ３ＦＥＴを使用しているが、Ｔｒ＋　、Ｔｒｚ　＊　
Ｔｒａ　、Ｔｒ４、ＴｒｓおよびＴｒｓとしては、パワ
ートランジスタの他、通常のトランジスタやＭＯＳ　Ｆ
　ＥＴ等を用いてもよい。

パワーＭＯ３ＦＥＴを用いる場合には、通常、スウィッ
チＴｒ、、Ｔｒ、として、それぞれＰチャネル、Ｎチャ
ネルのコンプリメンタリ−なペアーを選択する。　例え
ばエンハンスメントモード（Ｎｏｒｍａｌｌｙ　ｏｆｆ
モード）のパワーＭＯ３ＦＥＴとしては、日立製のｒ２
ＳＫ３］、ＯＪ、ｒ２ＳＪ　１１７Ｊを用イルことがで
きる。

第１図および第２図に示される液晶駆動回路では、それ
ぞれ、液晶Ｃと、インダクタＬとを直列接続したＬＣ回
路（厳密にはＬＣＲ回路）を液晶回路としている。

この液晶回路は、液晶Ｃと、インダクタＬとを直列結合
成分の少なくとも一部に含むものであればよい。

また、液晶ＣとインダクタＬとの結合順はどちらがイン
バータ側であってもよい。

そして、このＬＣないしＬＣＲ回路である液晶回路の一
端はインバータの一次側７に結合して構成される。

また、ＬＣ回路ないしＬＣＲ回路の他端は、インバータ
の正負直流入力電源の中間電位端子９や接地端子８に結
合すればよい。

なお、液晶Ｃには、特に制限はないが、本発明では特に
、大電圧で駆動される大面積の液晶を用いる場合に高い
効果を発揮する。

そして、液晶Ｃとしては、通常、液晶パネルや液晶フィ
ルム等が用いられる。

この場合、複数の液晶パネルや液晶フィルムを並列接続
して液晶回路を構成してもよい。

第１図に示される回路と、第２図に示される回路とのち
がいは電源電圧の構成である。

第１図に示される回路は接地電位に対し±Ｅボルトのデ
ュアルモードの直流電源を有する場合、第２図に示され
る回路は接地電位に対し２Ｅポルトのシングルモードの
直流電源を有する場合である。　シングルモードの電源
では容量のほぼ等しい一対のコンデンサＣ，Ｃ，により
電源電位を分割して中間電位端子９を得る方法を用いて
いる。

この場合、一対のコンデンサＣ１ＣＩは、逆流電力バッ
ファーとしても機能する。

次に本発明の液晶駆動回路のダイナミズムを第１図に示
される回路を例に挙げ説明する。

ＬとＣの関係は、回路のＲ成分もしくはＲの等価成分が
無視できるほど小さければ、ｆ＝１／４π「丁「 で与えられる（理想状態）　　液晶Ｃのキャパシタンス
Ｃはあらかじめ判っており、周波数ｆとＣを所与として
Ｌを決めてやればよい。　πは円周率である。

なお、通常ｆは１００Ｈｚ〜４００Ｈｚ程度である。　
Ｃとしては通常のＣ範囲内のものであればよく、Ｌは１
０ｍＨ〜５０ｍＨ程度である。

このような回路構成にて、液晶Ｃに負荷を与えると、Ｃ
にかかる電圧値Ｖｃと電流値■は、回路のＲ（抵抗成分
）を無視できる程小さいものとすれば、第３図に示され
るようになる。

すなわち、τ。＝１７２ｆ＝２π「丁］　にて、負荷電
圧■は２て。を周期として、±２Ｅの振幅で変化する。

　この際、負荷電流工は、Ｌの存在により位相がずれ、
しかもで。を周期として、±ＣＥ／７−の振幅で変化す
る。

そして、スウィッチの開成動作時における負荷電流■の
急峻な立ち上がりが抑制される。

このため、スウィッチＴｒ＋　　Ｔｒ２の開閉動作時（
開閉動作の瞬間）においては、回路に電流はほとんど流
れない。

それ故、Ｒ等により損失は零ではないが、それでもその
際のエネルギーロスはきわめて小さいものとすることが
できる。

この結果、スウィッチの開閉動作の立ち上がりあるいは
立ち下がり時には、インバータ回路の電流は零かきわめ
て小さいものとなり、スウィッチングエネルギーロスが
極めて小さいものとなる。

なお、以上から明らかなようにインダクタＬは、ｆ＝１
／４πｉで決まるインダクタンスに加え、Ｌに流せる電
流容量の最大値Ｉ　ｍａｘ　＝　ＣＥ／ｒ丁 以上のものにしなければならない。

また、インダクタのコア材としては周波数ｆにおける磁
束透過率が良いものを選ぶ必要がある。

さて、このような方式で、液晶Ｃを負荷すると、インバ
ータの一方のスウィッチ、例えばＴｒ、のドレイン・ソ
ース間の電圧Ｖ（Ｂと電流Ｉ　Ｄ８は、第４ａ図に示さ
れるようになる。　また、Ｃにかかる電圧Ｖｃは第４ｂ
図に示されるようになる。

すなわち、スウィッチＴ　ｒ　＋のＶ　ｏｓは、−ｃｏ
〜２τ。間が２Ｅの矩形パルス電圧である。　これに対
し■。３は、Ｌにより位相がずれ、しかもＯ〜τ。間に
おいては、Ｏ〜で１間は、ＥＬにチャージアップされた
電荷がインダクタＬにより正方向電流ａとして流れると
ともに、負荷電流工の逆転にともないて、〜て。間は逆
流電流すとして流れることになる。

この第４ａ図のＩｏｓの斜線部すが逆流電流であり、こ
れに相当する電力（チャージ）が余剰電力として同一供
給電源側に回収されているわけである。

以上において、Ｒ（抵抗成分）が零、しかも液晶の発光
に要するエネルギーが零であるとすれば、第４ａ図にお
いてａとｂの面積は等しくなり、事実上、永久機関的と
なる。　しかしこのようなことはあり得ず、実際には回
路のＲ等価成分、すなわち回路のＲ成分、Ｌにおける磁
場損失、液晶の駆動エネルギー　？等によって電力は消
費され、図示のように、ａ＞ｂとなる。　　しかも、ｂ
はａよりも相当小さい。

一方、ＶＣも第３図に示されるような左右対称なきれい
な波形ではなく、第４ｂ図に示されるように、±△Ｅだ
け上下にずれたものとなる。　すなわち、ΔＥ−Ｃ分だ
けのチャージが、液晶の駆動エネルギーや誘電損失等に
より帰還し得なかったこととなる。

しかし、重要なことは、面積すに相当する電力は、同一
供給電源側に間違いなく回収されていることであり、そ
れだけ電力効率を改善している事実である。　従来の液
晶駆動方式ではこの逆流成分に相当する電力は、対局す
なわち他方の電源側にすてられ、スウイツチングロスと
ならないまでも、送電線のロスとしてすてられていたわ
けである。

ここで第５図に示されるＬＣＲ回路を用いて、電力回収
の原理についてさらに詳細に説明する。

このようなＬＣＲ直列回路において、スウィッチＳを閉
じてからのコンデンサＣ°の両端の電圧Ｖ０、回路の電
流工の経時変化は、ＬＣＲ回路の過度現象のダイナミズ
ムとしてよく知られているように、第６図に示されるよ
うになる。　この場合、ｃｌ　　τ０は、前記同様、Ｌ
、Ｃ，Ｒの値により定まる時定数である。

本発明の駆動方式は、前記コンデンサＣ°を液晶Ｃもし
くは後述する両極性のコンデンサに見立て、前記スウィ
ッチＳをインバータの一対の正負スウィッチＴｒ＋、Ｔ
ｒｚの一方に見立て、時定数τ。のどころで同期をとり
ながらスウィッチングするものである。

すなわち、本発明の駆動方式は、このＬＣＲ回路におけ
る過度現象である振動現象を利用したものである。　そ
して、電源を第５図のように＋Ｅとした場合の過度現象
と、図示しないが、−Ｅとした場合の過度現象とを時定
数で。

に同期させながら交互に切換えることによって駆動回路
の安定な定常状態を実現したものである。

ただしＬＣＲ回路では、Ｒの値が一定値以上の値になる
と第６図に示されるような振動現象は発生しない。　つ
まり本発明の駆動回路では、Ｒに対応する等他成分が一
定値以上の場合、電荷の逆流は起こらない。

ＬＣＲ回路のＲに対応する液晶駆動回路のＲ等価成分は
、回路内抵抗、インダクタの磁束損失、インダクタの直
流抵抗、インダクタの磁束飽和、液晶における誘電損失
および液晶の駆動エネルギー等であり、このＲ等価成分
が小さいほど逆流電流すなわち電荷の帰還量は多くなり
、零ならば第３図にもとづいて説明したような理想状態
が達成される。

従って、駆動回路を構成する場合には、インダクタの選
定は重要であり、前記の条件を具備するように特に注意
する必要があり、スウィッチＴ　ｒ　＋　　Ｔ　ｒ　２
も出来るだけオン抵抗の小さなものが望ましい。

本発明の駆動回路では、電源電圧を＋Ｅから−Ｈにスイ
ッチングするが、その設定には、公知の種々の方法を用
いればよく、例えば、スウィッチング周波数ｆを調整し
、て。に同期させればよい。

なお、この場合誤ってＩ１に同期させると極めて不安定
な回路となり、液晶の破損等にもつながるため十分注意
しなければならない。

本発明では、このように液晶Ｃにチャージアップされた
電荷を、インダクタの力により、この電荷が供給された
同−電源側に回収し、他方の電源側への流失を減少させ
て、電力効率を向上させるものである。

なお、例えば理想状態の回路において ｆ＝１／４πｙ−で設定されるＬよりもインダクタンス
を小さくしたい場合には、第７図に示されるように、キ
ャバタシタンスＣ０の液晶ｃｏと並列に両極性のコンデ
ンサＣ８°を接続すればよい。　そして、このダミーコ
ンデンサのキャパシタンスＣ０゛と液晶のキャパシタン
スｃｏの和をＣとして、この式から求まるＬのインダク
タンスを設定すればよい。

ただし、このような場合、インダクタンスは小さく出来
るが、電流値、特にインダクタＬに流れる最大電流値Ｉ
　ｗａｘ　＝　ＣＥ／「ｒｙも増えることになるので、
インダクタンスが下がった分、インダクタの巻線径は太
くする必要がある。

また、はとんどのパワーＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング
素子は、チャネルが開いていさえすればドレイン・ツー
・ソースのみでなくソース・ツー・ドレインにもほぼ同
じように電流を流すが、ドレイン・ツー・ソース方向の
みのダイオード特性のあるスイッチング素子、例えばパ
ワートランジスタを用いる場合には、適当なダイオード
Ｄ　ＩＩ、Ｄ１□、Ｄ　Ｉ３、Ｄ　Ｉ４、Ｄ　２＋、Ｄ
　２２、Ｄ　２３、Ｄ２４を用いて、第８図に示される
ような構成とすればよい。

このような構成により、正方向電流も逆流電流も、必ず
スイッチング素子ではコレクタからエミッタ方向あるい
はエミッタからコレクタ方向にのみ流れるからである。

本発明において、用いる直流電源には特に制限はない。

ただ、本発明は電源として２次電池電源や太陽電池電源
を用いる場合、特に省電力化の点で有効である。

しかし、逆流電流をそのまま２次電池に再充電するのは
、電流寿命を短くするのみならず、電池の特性そのもの
から困難な場合もある。

従って電池を電源とする場合には、第９図に示されるよ
うに電源とスイッチＴ　ｒ　＋　、　Ｔ　ｒ　２との側
にダイオードＤ、、Ｄ６を挿入し、さらに逆流電力バッ
ファーとしてコンデンサｃＩＣ１を設けることが好まし
い。

あるいは、第１０図に示されるように、やはりこのバッ
ファーコンデンサＣ，Ｃ，と電源の側に同一周波数ｆで
スイッチングし、かつ逆流時には閉じているようなスイ
ッチＴｒｓＴ　ｒ　ｓを有する第２のインバータを接続
することも好ましい。　この際、この第２のインバータ
と電源間にさらに、位相調整用インダクタとしてインダ
クタＬ３、Ｉ３を設けるのも一策である。　この場合は
、液晶Ｃ２への電荷供給時および液晶Ｃ２からの電荷逆
流時に、電源からコンデンサＣＩへのチャージを防止で
きるため、さらに損失を相当量小さくできる。

あるいは、第１１図に示されるように、電源に接続した
Ｔｒｓ　、Ｔｒｅを有する第２のインバータの後段に、
インダクタＬ３を設ければ、インダクタは１つのみでよ
くなる。

この際、第１０図および第１１図において、ｆ、＝ｆ、
であるが、Ｔｒ＋のオーブン時はＴｒｓがクローズ、Ｔ
ｒ、のクローズ時はＴｒｓがオーブンするように構成す
る。

すなわち、Ｔｒ＋　　Ｔｒ２、Ｔｒｓ　　Ｔｒａのオー
プン・クローズの関係は下記のようになる。

Ｏ〜τ。　　　　　τ。〜２て。

Ｔ　ｒ　＋　　　オーブン　　　　　クローズＴ　ｒ　
ｚ　　　クローズ　　　　　オーブンＴ　ｒ　ｓ　　　
クローズ　　　　　オーブンＴ　ｒ　ｓ　　　オーブン
　　　　　クローズなお、このような場合、１／Ｃ＝　
１／Ｃ，＋１／Ｃ２（Ｃ８は液晶）としてやれば、先の
理想状態における関係式ｆ＝１／４π６はそのまま成立
する。　Ｃｒ　＞　＞　Ｃｚの場合にはＣ＝　Ｃｔで設
定してもかまわない。

また、インダクタＬ３を挿入するのは、スイッチＴｒｓ
、Ｔｒｓにおけるスイッチングエネルギーロスを回避す
るためであり、Ｌ３Ｃ１の関係はやはりｆ≧１／２π　
Ｌ、Ｃ，程度付近に設定すればよい。　そして、このと
きロスはほとんど零に低減される。

本発明の駆動回路を用いて液晶を駆動する場合、液晶ヘ
チャージアップされた電荷を逆流電流として帰還させる
回路内の電荷動作のダイナミズムは、液晶やコンデンサ
のキャパシタンス、インダクタのインダクタンスおよび
スイッチング信号の周波数や波形によって決まる。

従って、本発明の駆動回路を用いて液晶を駆動させるに
は、これら３つのパラメータをうまく適合させなければ
ならない。

パラメータの適合方法に制限はなく公知の種々の方法を
用いればよいが、操作が容易である点で以下に述べる方
法を用いることが好ましい。

■インバータのスウィッチング周波数ｆ（１：）を固定
させ、パルス巾のデユーティ−比（半周期てに対するス
ウィッチの開期間τ０の割合：τ。／−Ｃ）を可変にし
ておきデユーティ−比を設定する方法。

■デユーティー比を固定させ、スウィッチング周波数ｆ
を可変にしておき、スウィッチング周波数ｆを設定する
方法。

■スウィッチング周波数ｆおよびデユーティ−比の双方
を可変にしておき、双方を設定する方法。

このような方法を用いると、インダクタを変えなくても
キャパシタンスの異なる液晶を用いる場合に幅広く対応
できるため効果的である。

特に、デユーティ−比設定方式（■）は、インダクタを
大きくしないで、比較的低周波数で小面積の液晶を点燈
するのに適している。

なお第１２図には、周波数ｆを固定させ、デユーティ−
比で。／−ｃを１より小さく設定した場合のスイッチン
グ波形とドレイン・ソース間電流工。、が示される。

このような方法を用いる場合、例えば、オシロスコープ
等で、インバータの一方のスイッチング素子のドレイン
・ソース間の電流、電圧波形を見ながら、スウィッチン
グ周波数やデユーティ−比の調整、設定を行えばよい。

そして、スウィッチング周波数やデユーティ−比の調整
、設定は、例えば、発振回路に設けられている調整、設
定用のボリュームを操作することにより行われる。

次に逆流帰還電流の回帰同期が、ボリューム調整等のマ
ニュアル操作によらず、自動的に設定される本発明の液
晶駆動回路を説明する。

第１３図に示される回路は、逆流電流バイパスチャネル
を有し、周波数ｆを設定し、電流モードを追随させる自
動設定方式によるものである。

この回路は、電源からｌ夜晶Ｃへ流れる正方向電流のチ
ャージアップ経路と、逆流電流の帰還経路（バイパスチ
ャネル）とを電源−インダクタ間に分離して設けたもの
である。

この場合、それぞれの経路にインバータスウィッチであ
るＴ　ｒ　＋　　Ｔ　ｒ　ｚを有するチャージ用インバ
ータと、Ｔｒｓ、Ｔｒ４を有する帰還用インバータを設
ける。　また、それぞれの経路は、ダイオードＤ、、Ｄ
２、Ｄ、、Ｄ４によって規制する。

そして、液晶駆動周波数ｆに合わせてそれぞれのインバ
ータをそれぞれ異なる信号波ｆ。

ｆ２でオン、オフする。

このような回路では、正電源側からの電荷は、正方向電
流としてＴ　ｒ　＋を通じて液晶にチャージされ、Ｔｒ
ｓを通じて逆流電流として帰還される。

また、負電源側からの電荷もＴｒｘを通じ同様にチャー
ジされ、Ｔ　ｒ　４を経て帰還される。

この場合、ｆ＋　　ｆｇが順方向同期パルスであればＴ
　ｒ　＋　　Ｔ　ｒ　ｓは同一チャネルのもの、Ｔｒｇ
　、Ｔｒ４も同一チャネルのものを用い、Ｔ　ｒ　ｌと
ＴｒａおよびＴ　ｒ　ｍとＴｒ４はチャネルの異なるコ
ンプリメンタリ−なベアをそれぞれ選択する。　一方ｆ
、、ｆ、が互いに反転する同期パルスであれば、Ｔｒ＋
とＴ　ｒ　ａは異なるチャネルのもの、Ｔｒｇ、Ｔｒ４
も異なるチャネルのものを用い、Ｔ　ｒ　＋　とＴｒｇ
およびＴｒｓとＴ　ｒ　４はチャネルの異なるコンプリ
メンタリ−なベアをそれぞれ選択する。

帰還用のインバータのＴ　ｒ　ｓ　　Ｔ　ｒ　４をスウ
ィッチングする信号波ｆ１は、通常矩形波とされ、その
周波数は液晶駆動周波数ｆと同一に設定される。　なお
、信号波ｆ、のパルス巾のデユーティ−比は、τ。／τ
組以上あればよく、所定値に選定され、通常は固定値と
される。　図示の場合はデユーティ−比１である。

一方、チャージ用のインバータのＴ　ｒ　ｌＴ　ｒ　ｚ
をスウィッチングする信号波ｆ２は、通常矩形波とされ
、その周波数は液晶の駆動周波数ｆと同一に設定される
。　信号波ｆ２のパルス巾で２のデユーティ−比で２／
ては、固定しても、可変設定としてもよいが、後述する
ように一定の制約があり、τ０／τ以下とされ、好まし
くはてｌ／て以上、τ０／τ以下とされる。　なお、周
波数やデユーティ−比は、上記の条件を満たす限り任意
であり、適宜決定される。

ここで、正電源側からの電荷のチャージや帰還の動作に
ついて、Ｔ　ｒ　ｌＴ　ｒ　ｓのドレイン・ソース間電
流Ｉ　’ＤＩ　、Ｉ　”ＤＩ！および信号波ｆ＋　　　
ｆｘを用いて説明する。

信号波ｆ、　　ｆ、および電流Ｉ　’ＤＩｌ　＊　　Ｉ
　３ＤＳは第１４図に示されるようになる。

なお、電流波形の図中点線で示されるのは負電源側のＴ
ｒｚ＊Ｔｒ＋を流れるドレイン・ソース間電流Ｉ２゜、
Ｉ　’ＤＢである。

第１３図の駆動回路では、時定数で１、τ０は、回路内
のキャパシタンス、インダクタンスおよび抵抗等により
定まる可変のものであるが、第１４図に示されるように
パルス巾で２の値は、τ１もしくはτ。と同一である必
要はない。　ただし、前記のとおりτ２≦τ。でなけれ
ばならない。　もしτ２〉で。であると、度電源に帰還
した電荷が、Ｔｒ＋を通じて液晶に再チャージされてし
まうからである。　またで２くτ１であると、スウィッ
チングエネルギーロスが問題となるのでて、≧τ１であ
ることが好ましい。

しかし、この点燈回路では、τ２≦て。である限り、信
号波ｆ、、ｆ、を一度設定した後固定しておいても電流
帰還が自動的に実現できる。　このため、液晶のキャパ
シタンスの経時変化により、τ。の値が変化した場合も
電流の逆流帰還モードが自動的に追随達成される。

液晶は長年点燈を続けると、そのキャパシタンスが低下
する。　このため、自動設定方式を用いないと第１５図
に示されるように設定当初はスウィッチング周波数ｆの
での値と一致していたて。の値が減少し、τとて。どの
タイミングがずれてしまう。　なお、第１５図中、■。

３は設定当初のドレイン・ソース間電流Ｉ　’ｏｓは液
晶の経時変化後のドレイン・ソース間電流である。　そ
して、（＋）は正電源側、（−）は負電源側の電流を示
す。

このような場合には、第１５図に示される斜線部の再チ
ヤージ電流が発生し、液晶駆動効率の低下原因となる。

しかし、第１３図に示される自動設定方式を用いれば、
τ１≦τ２≦τ。である限り、スウィッチングロスの解
消と液晶の経時変化に伴う再チヤージ電流の発生とを防
止することができる。　さらには、τ１≦て２≦τ。の
範囲内において、キャパシタンスの異なる液晶を同一の
駆動回路で駆動できる。

なお、この場合も前述した理由により、第１６図に示さ
れるように電源と、スウイツチング素子であるチャージ
用インバータのＴ　ｒ　ｒＴ　ｒ　ｚとの側にダイオー
ドＤｓ、Ｄａを挿入し、さらに逆流電力バッファーとし
てコンデンサＣ，Ｃ，を設けることが好ましい。　ある
いは、第１０図や第１１図に示されるような第２のイン
バータや位相調整用インダクタを設けてもよい。

次に、他の自動設定方式として、インバータのスウィッ
チＴ　ｒ　＋　　Ｔ　ｒ　ａと並列に、ダイオードによ
る逆流電流バイパスチャネルを有する構成にて、電流モ
ードを追随させる自動設定方式について説明する。

この方式は、第１７図あるいは第１８図に示されるよう
に、インバータのスウィッチＴ　ｒ　＋　　　Ｔ　ｒ　
２と並列に、ダイオードＤ３Ｄ４による逆流電流のバイ
パス経路を設けたものであるが、これによりある設定条
件の範囲内において逆流電流モードがオートロックされ
る。

この場合、第１７図におけるスウィッチＴ　ｒ　＋　　
Ｔ　ｒ　２が、トランジスタのようにダイオード特性を
も有する場合には、第１７図の回路は第１８図の回路と
等価になる。　なお、第１８図の回路では、ダイオード
Ｄ　ｒ　　Ｄ　２は、それぞれ、ダイオードＤ、、Ｄ４
の内側に挿入される。

また、第１７図の回路において、スウィッチＴ　ｒ　＋
　　Ｔ　ｒ　２として寄性ダイオード特性を有するＦＥ
Ｔを用いれば、あえてダイオードによる逆流電流バイパ
スチャネルを設けることなく第１７図に示される回路の
等価回路が実現できる。

これらは第１３図においてスウィッチ Ｔ　ｒ　ｓ　　Ｔ　ｒ　４を省略したものに相当し、回
路の簡易性、スウィッチング周波数設定の容易性から、
より好適なタイプである。

さて、話を判りやすくするため、第１８図の回路につい
てその動作を説明する。

第１８図においてスウィッチＴｒ＋が開成され、スウィ
ッチＴｒｚが閉成されている間、プラスのチャージはダ
イオードＤ１　スウィッチＴ　ｒ　＋を経て、インダク
タＬを通じて液晶Ｃにチャージアップされ、また逆流電
流はダイオードＤ３を通じてプラス電源側に回収される
。

逆流電流がプラス電源側に回収されきった時点で、再チ
ヤージ防止のためスウィッチＴｒ＋は閉成していなけれ
ばならない。　そして、逆流電流がプラス電源側に回収
されるまで、スウィッチＴｒ２は閉成していなければな
らない。

今、第１８図のスウィッチＴ　ｒ　２を開成した場合に
おけるり、Ｃおよび回路のＲ成分で決まるＬＣＲ回路の
電流波形が第１９図で示されるとする。　また、これに
対するインバータのスウィッチング波形はやはり第１９
図のようであったとする。

この場合τ１≦τ２≦τ。、τ。≦Ｔであるから逆流電
流のオートロックが自動的に達成される。

すなわち、本方式により逆流電流のオートロックが達成
されるのは て１≦τ２≦τＯ τ０≦τ の条件が満たされる範囲内においてである。

なお、τ１〉で２、τ。≦τの場合においても逆流電流
のオートロックは達成されるが、チャージアップ電流が
流れている間にＴｒ＋を閉成することになるのでスウィ
ッチングロスが発生するおそれもあり、また液晶Ｃに充
分な電荷がチャージアップされないので駆動効率が低下
するおそれがある。

以上の実施例の説明は、インバータのスウィッチング素
子としてエンハンスメントモード（Ｎｏｒｍａｌｌｙ　
ｏｆｆモード）のものを用いて行ってきたが、デイプレ
ッションモード（Ｎｏｒｍａｌｌｙｏｎモード）のもの
を用いても同じような動作を実現することができる。

デイプレッションモードのパワーＭＯ３ＦＥＴとしては
例えば、モトローラ社製のｒＭＴＰ２Ｎ５０Ｊ、ｒＭＴ
Ｐ２Ｐ５０Ｊを用いることができる。

この場合、通常は、正電源側をＮチャネル、負電源側を
Ｐチャネルとする。

次に、第１８図において、インダクタＬとスウィッチン
グ波形を固定した場合における液晶面積の対応巾につい
て検討する。

第２０図において、スウィッチング波形ｆと固定りに対
して、逆流電流のオートロックのかかる液晶の最小面積
に対応する電流波形がＩ　Ｈａ　Ｉ　ｎ　、液晶の最大
面積に対応する電流波形が工、。であったとする。

Ｉ　１１１１１１に対応する液晶のＣ値をＣｍ　ｉ　ｎ
、Ｉ　ｍａｘに対応する液晶のＣ値をＣｅａａＸとし、
τ、：で０＝τ′、：τ°。富２：１とすると（実験上
、はぼこの時定数比は２：１程度である）て　１　　：
　　て　　ｌ　＝　τ　０　　：　　τ　　ｏ”２：３
従って Ｃ，、、、：　Ｃ，、、＝４　：　９ということとなる
。

液晶のＣ値は同一製品ならば面積に比例するから、本方
式による液晶面積の対応巾は、ｆの波形とＬを固定した
場合、最小面積と最大面積また、スウィッチング波形の
開成期間で、をｆ≦−一７や範囲内で可変とした場合、
本方式は同一の固定り値に対し、液晶の最小・最大面積
１：２．２５の範囲内において周波数可変による調整な
いし設定が可能である。

次に、インバータの一対の正負スウィッチが、電流値が
零になると自動的にチャネルを閉成（ＯＦＦ）するゼロ
クロス機構を有する本発明の液晶駆動回路を説明する。

ゼロクロス機構としては、ゼロクロススウィッチ素子お
よび／またはゼロクロス回路を用いる。

第２１図には、一対のゼロクロススウィッチＴ、、Ｔ、
をそれぞれゼロクロススウィッチ素子で構成した例が示
される。

インバータは、一対のゼロクロススウィッチＴ、　　Ｔ
、をそれぞれバイパスする一対の逆流電流バイパスダイ
オードＤ７、Ｄａによるバイパスチャネルを有し、±Ｅ
ボルトのデュアルモードの直流入力電源に接続されてい
る。

そして、ゼロクロススウィッチＴ、　　Ｔ。

は、スウイッチング周波数ｆのパルス発振波１１により
交互に開ｒ＆（ＯＮ）される。

ゼロクロススウィッチＴ、　　Ｔ、に用いるゼロクロス
素子としては耐圧が２Ｅボルト以上のサイリスク、例え
ば逆阻止３端子サイリスタ（ＳＣＲ）や２方向性３端子
サイリスタ（トライアック）等を用いる。

本発明の液晶駆動回路の実施例では、ゼロクロススウィ
ッチＴ　１Ｔ　ｚとして、それぞれトライアック素子を
選んだ。

トライアック素子はよく知られているように一度ＯＮ状
態（開成状態）になるとトリガ電圧（ゲート電圧）を零
にしても電流が零にならないとＯＦＦ状態（閉成状態）
にもどらない。

従って、スウィッチＴ１をトライアック素子で構成した
第２２図に示されるＬＣＲ回路を考えると、１＝０でＴ
１のゲートにパルス状のトリガ電圧を印加すると電流工
が流れ、Ｔ、は電流■が零となるで、において始めて０
ＦＦ（閉成）し、τ、以降は次のトリガーパルスがくる
まではＯＮ（開成）しない。　そして、Ｔ１がＯＦＦ状
態となってからの時間帯で、≦ｔ≦τ。の間、逆流電流
はバイパスチャネルを通じて供給電源側に回収されるが
、ｔ＝τ。以降の再チヤージアップ電流はバイパスチャ
ネルの逆流バイパスダイオードＤ、の作用により阻止さ
れ、結局電流のダイナミズムは第２３図に示されるとお
りて。のどころで打ち切られる（オートロックされる） 以上の動作モードを第２１図に示される回路に具体的に
対応させて、第２４図に示した。

第２４図においてＶ、はトリガーパルスの電圧波形を示
す。　　トリガーパルスＰ、がトライアックＴ１のゲー
トに印加されるとプラス側チャネルのＴ、が開成（ＯＮ
）Ｌ、電流■。が流れ、液晶がピーク電圧のＶＰまで充
電されると電流工やは零となり、Ｔ、は閉成（ＯＦＦ）
する。　そして、逆流電流Ｉ＋わがバイパスチャネルの
逆流バイパスダイオードＤ、を通じてプラスの電源側に
帰還する。

この結果、図中斜線部で示される逆流電流工、。に相当
する電力（チャージ）が余剰電力として回収される。　
この場合、Ｄ７の作用により、帰還が完了するて。にお
いてオートロックが達成され、プラス側のダイナミズム
は終了する。

なお、逆流電流として液晶から電荷が回収されるにつれ
て、液晶Ｃの電圧■。はＶＰから下がり、ｔ　”　ｔ　
ｏにおいて、ＶＣ＝ΔＶとなり、これ以下には下がらな
い。

△■はもちろん零にはできないが、半サイクル毎にＣ（
ＶＰ２−ΔＶ”　）／２に相当するエネルギーが逆流電
流として回収されたわけである。

そして、τ後にトリガ反転パルスＰ−が来ると今度はマ
イナス側チャネルのトライアックＴ２が開成（ＯＮ）Ｌ
、第２４図に示されるとおり、同様のダイナミズムが達
成される。

ここで、電流、電圧のダイナミズムは条件で。≦τを除
き時間巾τに無関係であり、液晶Ｃの駆動周波数ｆは、
ｆ＝１／２でである。

従ってで。≦τ、すなわちｆ≦１／２τ。＝１／４τ１
の範囲で液晶Ｃの駆動周波数ｆを任意に設定できる。

なお、図中ＤＴはチャネルのアイドル時間であり、いは
ば液晶駆動のデユーティ−比に関係する。　ＤＴ巾が長
くなると液晶のコントラストもしくは光透過率は低下す
るが、これは液晶のメモリー効果（立ち下がりＤｅｌａ
ｙ　Ｔｉｍｅ）によっても異なる。

ところで、前述したインバータの一対の正負スウィッチ
をコンプリメンタリ−な一対のパワーＭＯＳＦＥＴで構
成した液晶駆動回路と比べると、 τ１≦τ２≦τ０ の駆動条件がないことが判る。

言い換えれば、ゼロクロススウィッチＴ１Ｔ２を用いる
場合は、スウィッチに印加する信号パルスのパルス巾で
２に制限がないということであり、この結果、液晶Ｃの
駆動周波数の設定をより一層容易に行える。

なお、本発明の液晶駆動回路のダイナミズムがτに無関
係であるということは、τの間隔がせばまっても電流１
．とＩ−の波形が単に近接し合うだけで、工、やニーの
電流波形そのものは変化しないということである。　そ
して、電圧■。の波形もピーク間隔が近接してくるだけ
でＶＰ、△■の値およびτ１　τ。の値は変わらない。

また、ゼロクロススウィッチＴ　＋　　Ｔ　２を用いる
場合も前記のＦＥＴ等のスウィッチング素子を用いた場
合と同様、電源とゼロクロススウィッチＴ、、Ｔ、どの
側にダイオードＤ６Ｄ６を挿入し、逆流電力バッファー
としてコンデンサＣ８Ｃ８を設けることが好ましい。

あるいは、第１０図や第１１図に示されるような第２の
インバータや位相調整用インダクタを設けてもよい。

本発明の液晶駆動回路のゼロクロススウィッチＴ、　　
Ｔ、をＯＮ（開成）させるための信号は、前記のパルス
状のトリガ電圧の他、光信号等従来用いられる何れのも
のでもよいが、ここでは、前記のトリガ電圧を例に挙げ
て説明する。

第２１図に示されるように、パルス発振器１から周波数
ｆ、周期２τにて交互に発生するパルス発振波１１を、
パルス選択回路にてプラスパルスと、マイナスパルスと
にわける。

この際、プラスパルス選択回路２では、プラスパルスの
みを選択し、２τ間隔のプラスパルス２１をＴ１のゲー
トに印加する。

また、マイナスパルス選択反転回路３ではマイナスパル
スのみを選択し、かつ反転させ、プラスパルスに対し位
相がτだけずれた２て間隔のマイナス反転パルス３１を
Ｔ２のゲートに印加する。

ｆやτの設定は、ｆ≦１／２τ。の条件を満たす範囲内
で行えばよい。

なお、ゼロクロススウィッチＴ、　　Ｔ、とじて、コン
プリメンタリ−な一対のスウィッチング素子やスウィッ
チング回路を用いる場合は、前記のプラスパルス選択回
路２やマイナスパルス選択反転回路３は不用である。

また、図示しないが、前記のほか、周波数ｆがτ。の変
化に従い自動的に１／２τ。どなるもの、すなわち逆流
電流が戻りきったところで自動的にスウィッチの開閉動
作が行われるような周波数ｆの自動追随方式を用いても
よい。

あるいは周波数ｆは可変設定できるようにしておき、逆
流電流が戻りきったところで自動的にスウィッチの閉動
作のみが行われるようなパルス巾デユーティー比の自動
追随方式を用いてもよい。

これらの回路は、スウィツチング素子として、例えばト
ライアック等の電流値が零になったとき自動的にオフ状
態となるものを使用し、スウィッチ回路を工夫すること
で実現できる。

あるいはインバータのスウィッチング信号波の周波数や
、そのパルス巾デユーティー比が逆流電流の帰還達成時
に同期追随するよう発振回路を工夫することによっても
実現できる。

本発明により液晶を駆動する場合は、±Ｅボルトのデュ
アルモードの電源あるいは＋２Ｅボルトのシングルモー
ドの電源が必要である。

そして、デュアルモードの電源を必要とする液晶駆動回
路の場合、シングルモードの電源をデュアルモードの電
源に変換して用いることができる。

シングルモードの入力電圧をデュアルモードの出力電圧
に変換するには、公知の種々の方法を用いればよいが、
例えば以下のような方法を用いることができる。

第１は、デュアルモードのＤＣ−ＤＣコンバータを用い
る方法である。　この方法は、電圧の昇圧ないし降圧を
同時に行うことができるため効果的である。

また、−次電源電圧が２Ｅボルトの場合は、第２５図に
示されるように、シングルモードの２Ｅボルトの電源電
圧をキャパシタンスの等しい一対のコンデンサＣ４，Ｃ
４を用いて、±Ｅボルトと中間電位に分割してもよい。

　この場合端子４は端子５に対して＋Ｅボルト、端子６
は端子５に対して−Ｅボルトとなる。

従って端子４．５をインバータ入力電源端子とし、端子
５をＥＬの接地端子として用いればよい。

また、−次電源電圧ｅボルトが２Ｅボルトでない場合は
、前記のデュアルモードのＤＣ−ＤＣコンバータを用い
てもよいが、シングルモードのＤＣ−ＤＣコンバータを
用いてｅボルトの電圧を２Ｅボルトの電圧に変換してか
ら、前述のようにコンデンサを用いて、±Ｅボルトと中
間電位に分割してもよい。

これらの場合第２５図に示されるように、次電源と、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータおよび電位分割用コンデンサＣ４と
の間に逆流防止ダイオードＤ、、Ｄ、、を設ければ、当
該一対のコンデンサＣ４、Ｃ４を逆流電力バッファーコ
ンデンサとしても併用できるので有効である。

なお、ＤＣ−ＤＣコンバータは既製品で入手できるもの
は出力電圧が限られており、とりわけデュアルモードの
ものは種類が少ないため、シングルモードのＤＣ−ＤＣ
コンバータを用いてコンデンサで電位分割する方法は有
効である。

次に、本発明の第２の態様の実施例について説明する。

第２の態様の実施例も逆流電流を実現させるという点で
は第１の態様と原理的には同じである。

しかし、この場合は、特に直流電源電圧±Ｅもしくは２
Ｅを更に昇圧したり、あるいは可変昇降圧して液晶Ｃに
交流負荷をかける場合のことを考慮したものである。

第２６図には第２の態様の液晶駆動回路の実施例が示さ
れる。

本回路は、前記第１の態様の実施例において、インダク
タＬをトランスＴに代え、液晶Ｃの位置に両極性のコン
デンサＣｓを設けて１次側回路を構成し、トランスＴの
２次側の交流電力によって液晶Ｃを駆動させるものであ
る。

この場合も第１の態様と同様、トランスＴと、両極性コ
ンデンサＣ３の接続順序には制限はなく、トランスＴと
、両極性コンデンサＣ３の何れをインバータ側に設けて
もよい。

なお両極性のコンデンサＣ３のキャパシタンスと、２次
側に液晶Ｃを結合したトランスＴの結合インダクタンス
とが、１次側で換算した直列ＬＣ成分である。

従って、本回路におけるダイナミズムは、前記第１の態
様における第５図および第２２図に示したＬＣＲ回路に
おいて、ＬのインダクタンスをトランスＴの結合インダ
クタンスに見立て、Ｃｏのキャパシタンスを両極性のコ
ンデンサＣ３のキャパシタンスに見立てて説明される。

本発明の第２の態様の実施例は、第１の態様の実施例に
ついて説明したすべての回路に用いることができるもの
であるが、ここでは１例として、シグクモードの電源用
のもので、一対の正負スウィッチがゼロクロススウィッ
チ機構を有する液晶駆動回路を第２７図に示す。

この回路では、トランスＴの２次側に、液晶Ｃに加え補
償用インダクタＬ°が付加されている。

なお、第２６図や第２７図においては液晶Ｃの負荷電圧
を可変設定できるようにトランスＴの巻線比を可変とし
、また補償用インダクタＬ°のインダクタンスも可変設
定できるものとしたが、トランスＴの巻線比や補償用イ
ンダクタＬ°のインダクタンスは固定型のものでも充分
である。

この第２のの態様は電源電圧が例えば１２Ｖと低く、か
つ、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータが使いにくい場合、
あるいは使えてもＤＣ−ＤＣコンバータ内部の消費電力
がシステム全体の消費電力の一部として無視し得ない大
きさであるような場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータによら
ない昇圧方法として有効である。

以上は、本発明の１例にすぎず、前記の構成と電気回路
的に等価なものはすべて本発明に包含されるちのである
。

〈発明の効果〉 本発明によれば、液晶に蓄わえられる余剰電力を対向電
極側のチャネルが開成（ＯＮ）する前に、逆流電流とし
て供給電源側に回収するので、液晶駆動効率は格段と向
上する。

加えて、インバータのスウィッチ開閉動作の瞬時に回路
の電流は全く流れないか、あるいはきわめて少ないもの
となり、スウィッチングエネルギーロスが解消する。

従ってエネルギー効率が相乗効果をもって向上し、しか
もスウィッチフグ時の発熱が解消し、温度上昇がほとん
どなくなる。　このため安全性が格段と向上する。

そして、発熱の解消によって放熱手段を設ける必要がな
くなるため、小型化が可能であり、小型の駆動装置で相
当大きな液晶面積を駆動することが可能となる。

また、逆流電流モードが自動追随するタイプの場合は、
同一のインバータで、任意の液晶面積を駆動でき、かつ
駆動周波数を任意設定できるため、液晶駆動システムの
量産性や生産性が格段と向上する。

そして、周波数の外部同期等もとりやすく、例えば、他
の交流附加の点滅光源等との駆動周波数の相互干渉によ
るちらつきやフリッカ−等を、相互に周波数を分配もし
くは分割等してやることにより解消できる。

本発明者らは、本発明の効果を確認するため、第２１図
や第２７図に示される基本回路を構成する液晶駆動装置
を作製し、種々実験を行った。

この結果、良好な液晶駆動効率が得られ、しかも、駆動
回路装置表面の温度上昇がほとんどなかった。

以上の結果により本発明の効果が明らかである。

【図面の簡単な説明】

第１図、第２図、第７図、第８図、第９図、第１０図、
第１１図、第１３図、第１６図、第１７図、第１８図、
第２１図、第２３図、第２６図および第２７図は、それ
ぞれ、本発明の液晶駆動回路の異なる例を示す回路図で
ある。 第３図、第４ａ図および第４ｂ図は、それぞれ、液晶負
荷電圧Ｖｃと電流Ｉ、ドレイン・ソース電圧■。、と電
流Ｉｎｓおよび液晶に実際にかかる電圧■。の時間変化
を示すグラフである。 第５図および第２２図は、それぞれ、ＬＣＲ直列回路を
示す回路図である。 第６図および第２３図は、それぞれ、ＬＣＲ直列回路に
おけるコンデンサＣ゛の電圧ＶＣ・および電流Ｉの時間
変化を示す線図である。 第１２図は、デユープイー比を１より小さく設定した場
合のスウィッチング波形およびドレイン・ソース電流１
．ｏｓの時間変化を示すグラフである。 第１４図は、本発明の逆流帰還電流モード自動設定方式
による信号波ｆ、、ｆ、およびドレイン・ソース電流Ｉ
　’Ｏ８Ｉ　２Ｄｌｌ　　Ｉ　”ＤａＩ　’ＤＩの時間
変化を示すグラフである。 第１５図は、自動設定方式によらない場合の、設定当初
のドレイン　ソース電流Ｉ　”’ＤＩ　、Ｉ　’−’Ｄ
Ｉおよび液晶の経時変化後のドレイン・ソース電流Ｉ　
’　”’０８％　　Ｉ　”−’Ｄｆｉの時間変化を示す
グラフである。 第１９図および第２０図は、それぞれ、本発明の他の自
動設定方式におけるスウィッチング波形ｆと電流の時間
変化を示すグラフである。 第２４図は、他の自動設定方式におけるゼロクロススウ
ィッチＴ、　　Ｔ、に印加するトリガーパルスと、液晶
Ｃの電圧ＶＣおよび電流Ｉの時間変化を示すグラブであ
る。 第２５図は、シングルモードの電源電圧をデュアルモー
ドの出力電圧に変換するための１例を示す回路図である
。 符号の説明 ０％Ｃ０、Ｃ＊・・・液晶 Ｔｒ＋　　Ｔｒｉ　、Ｔｒｓ　、Ｔｒ４　Ｔｒｓ、Ｔ　
ｒ　ｓ・・・スウィッチ Ｔ、　　Ｔ、・・・ゼロクロススウィッチＴ・・・トラ
ンス Ｌ、Ｌ’　　　Ｉ３・・・インダクタ ＤＩ　　　Ｄｌ　、Ｄ−Ｄ４．Ｄｓ　、Ｄａ　、Ｄ？、
Ｄａ　、Ｄｏ　、Ｄｌ。、Ｄ　ＩＩ、Ｄｌ２、Ｄ　Ｉ３
、Ｄ　Ｉ４、Ｄ　２１％　Ｄｌ２、Ｄ　ａａｓ　Ｄ　ｚ
＜・・’ダイオードｃ’、ｃ、’、Ｃ，Ｃ，、Ｃ４，、
、コンデンサＲ・・・抵抗 Ｓ・・・スウィッチ ト・・パルス発振器 １１・・・パルス発振波 ２・・・プルスパルス選択回路 ２１・・・プラスパルス ３・・・マイナナスパルス選択反転回路３１・・・マイ
ナス反転パルス ４．５．６・・・端子 ７・・・一次側 ８・・・接地端子 ９・・・中間電位端子

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）直列結合成分の一部に容量性負荷特性を有する液
   晶と、インダクタとを含む液晶回路を構成し、 前記液晶回路の一端を、一対の正負スウィッチを有する
   インバータの結合出力端子に結合し、他端をインバータ
   の直流入力電源の中間電位端子または接地端子に結合し
   たことを特徴とする液晶駆動回路。 （２）直列結合成分の一部に容量性の負荷特性を有する
   液晶を含む液晶回路を構成し、この液晶回路をトランス
   の二次側の出力端子に結合し、 両極性コンデンサをトランスの一次側に直列結合して一
   次側回路を構成し、 前記一次側回路の一端を、一対の正負ス ウィッチを有するインバータの結合出力端子に結合し、
   他端をインバータの直流入力電源の中間電位端子または
   接地端子に結合したことを特徴とする液晶駆動回路。 （３）前記トランスの二次側の出力端子に、液晶と直列
   に補償用インダクタを挿入した請求項２に記載の液晶駆
   動回路。 （４）前記液晶回路の他端に、容量のほぼ等しい一対の
   コンデンサを並列結合し、この一対のコンデンサの他端
   をインバータの直流入力電源端子間に架橋結合した請求
   項１に記載の液晶駆動回路。 （５）前記一次側回路の他端に、容量のほぼ等しい一対
   のコンデンサを並列結合し、この一対のコンデンサの他
   端をインバータの直流入力電源端子間に架橋結合した請
   求項２または３に記載の液晶駆動回路。 （６）前記インダクタまたはトランスのインダクタンス
   により、前記インバータのスウィッチ開閉動作時の電流
   を減少させ、しかも前記インバータを経てＥＬまたは両
   極性コンデンサにチャージアップされた電荷を、同一供
   給電源側に逆流電流として回収する請求項１ないし５の
   いずれかに記載の液晶駆動回路。 （７）前記インバータの一対の正負スウィッチのそれぞ
   れは、スウィッチング機構をバイパスするバイパスチャ
   ネルを有する請求項１ないし６のいずれかに記載の液晶
   駆動回路。（８）前記バイパスチャネルは、逆流電流バ
   イパスダイオードを有する請求項７に記載の液晶駆動回
   路。 （９）前記インバータの一対の正負スウィッチのそれぞ
   れに、前記バイパスチャネルの内側に順方向にダイオー
   ドを挿入した請求項８に記載の液晶駆動回路。 （１０）前記インバータの一対の正負スウィッチをそれ
   ぞれ、電流値が零になると自動的にチャネルを閉成する
   ゼロクロススウィッチ機構を用いて構成した請求項７な
   いし９のいずれかに記載の液晶駆動回路。 （１１）前記インバータの一対の正負スウィッチのそれ
   ぞれのスウィッチング周波数および／またはチャネル開
   成時間を可変設定できる請求項１ないし１０のいずれか
   に記載の液晶駆動回路。 （１２）前記液晶回路が前記液晶を脱着可能に結合でき
   る結合端子を有し、この結合端子に前記液晶を結合する
   ことにより請求項１ないし１１のいずれかに記載の液晶
   駆動回路が構成される液晶用電源回路。 （１３）請求項１ないし１１のいずれかに記載の液晶駆
   動回路を用いてインバータによるプッシュプル駆動を行
   い、 前記インバータの入力電源からインバータを経て液晶ま
   たは両極性コンデンサに交互に チャージアップされる電荷を、同一供給電源側に逆流電
   流として回収することを特徴とする液晶駆動方法。 （１４）前記液晶回路または前記一次側回路のインダク
   タンスの作用により、前記インバタータの一対の正負ス
   ウィッチの開成動作時における電流値の急峻や立ち上が
   りを抑制し、かつスウィッチの閉成動作時における電流
   値を減少させて、スウィッチングエネルギーロスを減少
   させる請求項１３に記載の液晶駆動方法。