JPH03267831A - スペクトラム拡散信号の復調回路 - Google Patents
スペクトラム拡散信号の復調回路Info
- Publication number
- JPH03267831A JPH03267831A JP2066081A JP6608190A JPH03267831A JP H03267831 A JPH03267831 A JP H03267831A JP 2066081 A JP2066081 A JP 2066081A JP 6608190 A JP6608190 A JP 6608190A JP H03267831 A JPH03267831 A JP H03267831A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- output
- spread spectrum
- signal
- code
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の概要〕
スペクトラム拡散信号の復調回路に関し、簡単な回路で
スペクトラム拡散信号を復調することを目的とし、 前回周期に送ったデータと今回送るデータとの積を今回
周期の送信データとし、これにＰＮ符号を掛け、変調し
て送られてきた信号の受信信号を、ＰＮ符号の１周期だ
け遅らせる遅延回路と、受信信号と遅延回路の出力との
積をとる掛算回路と、該掛算回路の出力中の高調波成分
を除去して送信データを出力するフィルタとを備える構
成とする。
スペクトラム拡散信号を復調することを目的とし、 前回周期に送ったデータと今回送るデータとの積を今回
周期の送信データとし、これにＰＮ符号を掛け、変調し
て送られてきた信号の受信信号を、ＰＮ符号の１周期だ
け遅らせる遅延回路と、受信信号と遅延回路の出力との
積をとる掛算回路と、該掛算回路の出力中の高調波成分
を除去して送信データを出力するフィルタとを備える構
成とする。
［産業上の利用分野］
本発明は、スペクトラム拡散信号の復調回路に関する。
送りたい信号にＰ Ｎ （Ｐｓｕｄｅ Ｎｏ１ｓｅ）符
号を掛算し、変調をかけて送るスペクトラム拡散通信が
ある。本発明はこの復調に係るものである。
号を掛算し、変調をかけて送るスペクトラム拡散通信が
ある。本発明はこの復調に係るものである。
従来、スペクトラム拡散信号の復調には第３図（ａ）に
示す如き回路が使用されている。受信信号Ｒ（１）は掛
算器１０，１２．１４の一方の入力となり、これらの掛
算器の他方の入力はＰＮ発生器３０の出力ビット（ｎ）
を移相器３２で１／２ビットシフトしたもの、出力ビッ
トより１ビツトずれたビット（ｎ−１）、出力ピッ）
（ｎ）である。掛算器ＩＯの出力はＩＦフィルタ２０を
通った後、復調器２２に入り、復調出力Ｄ （ｔ）とな
る。掛算器１２．１４の出力は検波器１６．１８で包絡
線検波されて第３図（Ｃ）のＷ、、Ｗ！の如き出力にな
る。これらは差動増幅器２４に入って同図Ｗ、の如き出
力になる。点Ｐが収束点でＷ、はＯ５これよりずれると
正または負になる。これはＬＰＦ２６を通したのちクロ
ック発生器（ＶＣＯ）２８に入り、発生クロックＣＬＫ
の位相を遅、進させ、点Ｐが維持されるようにする。
示す如き回路が使用されている。受信信号Ｒ（１）は掛
算器１０，１２．１４の一方の入力となり、これらの掛
算器の他方の入力はＰＮ発生器３０の出力ビット（ｎ）
を移相器３２で１／２ビットシフトしたもの、出力ビッ
トより１ビツトずれたビット（ｎ−１）、出力ピッ）
（ｎ）である。掛算器ＩＯの出力はＩＦフィルタ２０を
通った後、復調器２２に入り、復調出力Ｄ （ｔ）とな
る。掛算器１２．１４の出力は検波器１６．１８で包絡
線検波されて第３図（Ｃ）のＷ、、Ｗ！の如き出力にな
る。これらは差動増幅器２４に入って同図Ｗ、の如き出
力になる。点Ｐが収束点でＷ、はＯ５これよりずれると
正または負になる。これはＬＰＦ２６を通したのちクロ
ック発生器（ＶＣＯ）２８に入り、発生クロックＣＬＫ
の位相を遅、進させ、点Ｐが維持されるようにする。
クロックＣＬＫはＰＮ符号発生器３０に入り、ＰＮ符号
を発生させる。これは送信側のＰＮ符号と同じであり、
従って送信側と同期すると自己相関は最大になり、第３
図（Ｃ）のＷ １． Ｗ ｔはピークとなる。収束点は
これらのピークの間、従ってＴ／２ずれた位置にある。
を発生させる。これは送信側のＰＮ符号と同じであり、
従って送信側と同期すると自己相関は最大になり、第３
図（Ｃ）のＷ １． Ｗ ｔはピークとなる。収束点は
これらのピークの間、従ってＴ／２ずれた位置にある。
移相器３２でＴ／２だけシフトしたＰＮ符号発生器出力
を掛算器１０に入力すると、送／受信側ＰＮ符号は同期
し、最大の自己相関出力が得られる。受信信号Ｒ（ｔ）
は、送信側で送ったデータをＤ （ｔ）、これに乗じた
ＰＮ符号をＰＮ（ｔ）とするとＲ（ｔ）−〇（ｔ） ・
Ｐ Ｎ（ｔ） ・ｃｏｓ（ωｃｔ＋θ）であり、ＩＦフ
ィルタ２０の出力はＰＮ（ｔ）を除いた（定数化した）
もの、復調器２２の出力はｃｏｓ （ωｃｔ十θ）を除
いたもの即ちＤ （ｔ）になる。
を掛算器１０に入力すると、送／受信側ＰＮ符号は同期
し、最大の自己相関出力が得られる。受信信号Ｒ（ｔ）
は、送信側で送ったデータをＤ （ｔ）、これに乗じた
ＰＮ符号をＰＮ（ｔ）とするとＲ（ｔ）−〇（ｔ） ・
Ｐ Ｎ（ｔ） ・ｃｏｓ（ωｃｔ＋θ）であり、ＩＦフ
ィルタ２０の出力はＰＮ（ｔ）を除いた（定数化した）
もの、復調器２２の出力はｃｏｓ （ωｃｔ十θ）を除
いたもの即ちＤ （ｔ）になる。
復調器２２はコスタス（Ｇｏｓ ｔａｓ ）ループ復調
器と呼ばれるもので、第３図（ｂ）に示すように掛算器
３２．３４，３６、ループフィルタ３８、ＬＰＦ４２．
４４．ＶＣＯ４０，９０°移相器４６からなる。入力が
±Ａ ｃｏｓ （ωｃｔ＋θ）なら、１掛算器３２の出
力は、ＶＣＯ４０の出力ｃｏｓ（ＩＪｃｔとの積Ｄ （
ｔ）に相当するから、結局復調出力はＤ （ｔ）になる
。
器と呼ばれるもので、第３図（ｂ）に示すように掛算器
３２．３４，３６、ループフィルタ３８、ＬＰＦ４２．
４４．ＶＣＯ４０，９０°移相器４６からなる。入力が
±Ａ ｃｏｓ （ωｃｔ＋θ）なら、１掛算器３２の出
力は、ＶＣＯ４０の出力ｃｏｓ（ＩＪｃｔとの積Ｄ （
ｔ）に相当するから、結局復調出力はＤ （ｔ）になる
。
この復調に用いたｃｏｓωｃＬは、これを９０°移相器
４６で９０°移相してｓｉｎωｃｔにし、Ｑ掛算器３こ
れをループフィルタ３８を通してＶＣＯ４０に加えて、
θ−０にすることにより得られる。θ＝〔発明が解決し
ようとする課題〕 スペクトラム拡散信号の復調には第３図に示すように、
ＤＬＬなどのＰＮ符号同期回路、コスタスループなどの
キャリア再生回路が必要であり、ハードウェア規模が大
きくなるという問題がある。
４６で９０°移相してｓｉｎωｃｔにし、Ｑ掛算器３こ
れをループフィルタ３８を通してＶＣＯ４０に加えて、
θ−０にすることにより得られる。θ＝〔発明が解決し
ようとする課題〕 スペクトラム拡散信号の復調には第３図に示すように、
ＤＬＬなどのＰＮ符号同期回路、コスタスループなどの
キャリア再生回路が必要であり、ハードウェア規模が大
きくなるという問題がある。
本発明はか−る点を改善し、簡単な回路でスペクトラム
拡散信号を復調することを目的とするものである。
拡散信号を復調することを目的とするものである。
（課題を解決するための手段）
第１図に示すように本発明では、受信信号Ｒ（ｔ）をＰ
Ｎ符号の周期Ｔだけ遅らせる遅延回路５２と、該遅延回
路５２の出力Ｒ（ｔ−Ｔ）と受信信号Ｒ（ｔ）とを掛算
する掛算器５０と、ローパスフィルタ５４でスペクトラ
ム拡散信号の復調回路を構成する。
Ｎ符号の周期Ｔだけ遅らせる遅延回路５２と、該遅延回
路５２の出力Ｒ（ｔ−Ｔ）と受信信号Ｒ（ｔ）とを掛算
する掛算器５０と、ローパスフィルタ５４でスペクトラ
ム拡散信号の復調回路を構成する。
〔作用］
このｉｆ図の構成で、スペクトラム拡散信号の復調が可
能である。これを説明すると、掛算器５０の出力は Ｒ（ｔ）−Ｒ（ｔ−Ｔ） ＝ Ｄ（ｔ）−ＰＮ（ｔ）・
ｃｏｓ（ωｃｔ十〇）・Ｄ（ｔ−Ｔ）・ＰＮ（Ｌ−Ｔ）
・ｃｏｓ（ωｃ（ｔ−Ｔ）十〇）こ＼で、ＰＮ（ｔ）＝
ＰＮ（ｔ−Ｔ）、 ＰＮ（ｔ）・ＰＮ（ｔ） ＝ １
。
能である。これを説明すると、掛算器５０の出力は Ｒ（ｔ）−Ｒ（ｔ−Ｔ） ＝ Ｄ（ｔ）−ＰＮ（ｔ）・
ｃｏｓ（ωｃｔ十〇）・Ｄ（ｔ−Ｔ）・ＰＮ（Ｌ−Ｔ）
・ｃｏｓ（ωｃ（ｔ−Ｔ）十〇）こ＼で、ＰＮ（ｔ）＝
ＰＮ（ｔ−Ｔ）、 ＰＮ（ｔ）・ＰＮ（ｔ） ＝ １
。
ωｃＴ＝ｎ・２π（ｎは整数）にすると上式は、＝ Ｄ
（ｔ） ・Ｄ （Ｌ−Ｔ）−ｃｏｓ” （ωｃｔ＋θ）
になる。これをフィルタ処理してｃｏｓ２ωｃｔの成分
を除くと ＝Ｄ（ｔ）・Ｄ（ｔ−Ｔ） になる。従って、送信側で、実際に送信したいデータ列
をＴ（ｔ）として、Ｄ （ｔ） ＝ Ｔ （ｔ）・Ｄ
（ｔ−Ｔ）という操作を行なってＤ （ｔ）を決めてや
れば（前回送信データと今回送信したいデータとの積を
今回送信データとすれば）、 Ｄ （ｔ）・Ｄ ＜ ｔ−ｒ）−Ｔ （ｔ）・Ｄ （ｔ
−Ｔ）・Ｄ （ｔ−Ｔ）＝ Ｔ （ｔ） となり、受信側で送信データＴ （ｔ）が得られる。つ
まり復調が可能である。
（ｔ） ・Ｄ （Ｌ−Ｔ）−ｃｏｓ” （ωｃｔ＋θ）
になる。これをフィルタ処理してｃｏｓ２ωｃｔの成分
を除くと ＝Ｄ（ｔ）・Ｄ（ｔ−Ｔ） になる。従って、送信側で、実際に送信したいデータ列
をＴ（ｔ）として、Ｄ （ｔ） ＝ Ｔ （ｔ）・Ｄ
（ｔ−Ｔ）という操作を行なってＤ （ｔ）を決めてや
れば（前回送信データと今回送信したいデータとの積を
今回送信データとすれば）、 Ｄ （ｔ）・Ｄ ＜ ｔ−ｒ）−Ｔ （ｔ）・Ｄ （ｔ
−Ｔ）・Ｄ （ｔ−Ｔ）＝ Ｔ （ｔ） となり、受信側で送信データＴ （ｔ）が得られる。つ
まり復調が可能である。
〔実施例］
第２図に本発明の実施例を示す。（ａ）ではＲＮ符号の
１周期Ｔの遅延回路をアナログ遅延線５２Ａで構成する
。
１周期Ｔの遅延回路をアナログ遅延線５２Ａで構成する
。
またら）ではデジタル回路で構成する。即ち受信信号を
ローパスフィルタ５２ａに通した後Ａ／Ｄ変換器５２ｂ
でＡ／Ｄ変換し、シフトレジスタ５２ｃに入力する。こ
のシフトレジスタの出力をＤ／Ａｉ換器５２ｄでアナロ
グにし、ローパスフィルタ５２ｅを通して出力する。遅
延時間は勿論、データがシフトレジスタをシフトする段
数とシフトクロツタの周期で決まる。
ローパスフィルタ５２ａに通した後Ａ／Ｄ変換器５２ｂ
でＡ／Ｄ変換し、シフトレジスタ５２ｃに入力する。こ
のシフトレジスタの出力をＤ／Ａｉ換器５２ｄでアナロ
グにし、ローパスフィルタ５２ｅを通して出力する。遅
延時間は勿論、データがシフトレジスタをシフトする段
数とシフトクロツタの周期で決まる。
送信側では、ＰＮ符号の周期と同じ遅延時間のデータと
現データとの差動論理をとればよい。
現データとの差動論理をとればよい。
な構成でスペクトラム拡散信号を復調することが可能と
なる。
なる。
第１図は本発明の原理図、
第２図は本発明の実施例を示すブロック図、第３図は従
来例を示すブロック図および波形図である。 第１図でＲ（ｔ）は受信信号、Ｄ （ｔ）は復調出力、
５０は掛算回路、５４はフィルタである。
来例を示すブロック図および波形図である。 第１図でＲ（ｔ）は受信信号、Ｄ （ｔ）は復調出力、
５０は掛算回路、５４はフィルタである。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、前回周期に送ったデータと今回送るデータとの積を
今回周期の送信データとし、これにＰＮ符号を掛け、変
調して送られてきた信号の受信信号（Ｒ（ｔ））を、Ｐ
Ｎ符号の１周期（Ｔ）だけ遅らせる遅延回路（５２）と
、 受信信号（Ｒ（ｔ））と遅延回路の出力（Ｒ（ｔ−Ｔ）
）との積をとる掛算回路（５０）と、 該掛算回路の出力中の変調波成分を除去して送信データ
を出力するフィルタ（５４）とを備えることを特徴とす
るスペクトラム拡散信号の復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2066081A JPH03267831A (ja) | 1990-03-16 | 1990-03-16 | スペクトラム拡散信号の復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2066081A JPH03267831A (ja) | 1990-03-16 | 1990-03-16 | スペクトラム拡散信号の復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03267831A true JPH03267831A (ja) | 1991-11-28 |
Family
ID=13305547
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2066081A Pending JPH03267831A (ja) | 1990-03-16 | 1990-03-16 | スペクトラム拡散信号の復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03267831A (ja) |
-
1990
- 1990-03-16 JP JP2066081A patent/JPH03267831A/ja active Pending
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3581448B2 (ja) | スペクトラム拡散通信装置 | |
| US4583048A (en) | MSK digital demodulator for burst communications | |
| US4943976A (en) | Spread spectrum communication system | |
| US5303258A (en) | Spread spectrum communications system | |
| JPH03238943A (ja) | スペクトラム拡散通信装置 | |
| US5115208A (en) | Pll clock signal regenerator using a phase correlator | |
| US6985509B2 (en) | Low cost DSSS communication system | |
| JPH03267831A (ja) | スペクトラム拡散信号の復調回路 | |
| RU2210860C1 (ru) | Система связи с широкополосными сигналами | |
| JPS6331987B2 (ja) | ||
| JPH04346532A (ja) | フレーム同期方法および装置 | |
| US4531224A (en) | Low signal-to-noise ratio symbol synchronizer | |
| JPH04347944A (ja) | スペクトル拡散復調装置 | |
| JPH07283762A (ja) | スペクトラム拡散通信装置 | |
| JPS6331985B2 (ja) | ||
| JPS60224345A (ja) | デ−タ伝送方式 | |
| JP2601206B2 (ja) | スペクトル拡散通信方式及び受信装置 | |
| JPH0247911A (ja) | デイジタルマツチドフィルタ | |
| JPH0810979Y2 (ja) | 遅延ロックループ | |
| JP2689806B2 (ja) | 同期型スペクトル拡散変調波の復調装置 | |
| JPH02280552A (ja) | 位相変調信号復調器 | |
| JPH06105898B2 (ja) | 干渉補償回路 | |
| SU1252963A1 (ru) | Приемник четырехпозиционного фазоманипулированного сигнала | |
| JPH01212939A (ja) | スペクトル拡散通信方式 | |
| SU1096761A1 (ru) | Приемник фазоманипулированных сигналов с одной боковой полосой |